JPH05188144A - 標的をレーダによって検出する方法とレーダ装置 - Google Patents

標的をレーダによって検出する方法とレーダ装置

Info

Publication number
JPH05188144A
JPH05188144A JP4119564A JP11956492A JPH05188144A JP H05188144 A JPH05188144 A JP H05188144A JP 4119564 A JP4119564 A JP 4119564A JP 11956492 A JP11956492 A JP 11956492A JP H05188144 A JPH05188144 A JP H05188144A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
pulse
block
angle
attack
logic
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP4119564A
Other languages
English (en)
Inventor
Jerome E Freedman
ジェロム・エドウィン・フリードマン
John J Gallagher
ジョン・ジェームス・ガラガー
Michael S Perry
マイケル・ストッカム・ペリー
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
General Electric Co
Original Assignee
General Electric Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by General Electric Co filed Critical General Electric Co
Publication of JPH05188144A publication Critical patent/JPH05188144A/ja
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
    • G01S13/22—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves using irregular pulse repetition frequency
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/42—Simultaneous measurement of distance and other co-ordinates
    • G01S13/426—Scanning radar, e.g. 3D radar
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
    • G01S13/91—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for traffic control
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/03—Details of HF subsystems specially adapted therefor, e.g. common to transmitter and receiver
    • G01S7/032—Constructional details for solid-state radar subsystems
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S2013/0236—Special technical features
    • G01S2013/0245—Radar with phased array antenna
    • G01S2013/0254—Active array antenna

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】４象限に向けられた大規模アレーアンテナを持
つ航空交通管制用の多目的レーダ装置を提供する。 【構成】装置は何れも、迎角が０°から６０°までゞ、
±４５°の方位をカバーする４つの別々の能動形位相調
整形アンテナを含む。各々の位相調整アレー・アンテナ
の各アンテナ・エレメントが低損失通路を介して、送受
信（ＴＲ）モジュールに付設された固体増幅器に結合さ
れる。各々のアンテナが一連のペンシル形ビームを発生
し、これは扇形ビームよりもＴＲモジュールからの送信
電力が少なくて済むが、扇形ビームと同じ空域をカバー
するのに、ペンシル形ビームをシーケンスに従って進め
なければならない時間がより長く必要とする。短い時間
内に所定の空域を走査する為、ＰＲＦがビームの迎角に
応答し、この為一層大きい迎角は一層高いＰＲＦを使
う。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】この発明はレーダ方式、特に予定の高度よ
り下方にあると判っている標的に対して作用する様にし
たレーダ方式に関する。
【０００２】航空輸送量により、航空交通管制装置に対
する要求が強まっている。航空交通管制装置は、接近す
る航空機並びに管制領域内にある航空機を検出する為の
捜査レーダ装置、それを備えた航空機のトランスポンダ
を作動するビーコン装置、航空交通管制官と航空機の間
の通信、ウインド・シヤー検出器、気象レーダ、端末接
近装置、平行な滑走路に使う端末接近装置、伴流渦監視
及び場合によってはその他の機能を利用することが出来
る。各々の空港で必要な種々の設備は個々に高価であ
り、それを独立に現場に設けるには、大がゝりな設備及
び大きな場所を必要とすると共に、設備と管制センター
との接続の為に大がゝりな通信線路と施設をも必要とす
る。独立の場所には、夫々保安及び保守の備えをしなけ
ればならないが、これはコストを増やす。現在の航空交
通管制のＡＳＲ−９の様な主要な捜査レーダは、機械的
に走査される扇形ビーム装置である。
【０００３】捜査用の機械的に走査される反射アンテナ
は、一般的に方位走査をしながら、仰角をもカバーする
為に、「余割自乗形」の扇形ビーム放射パターンを使っ
ている。機械的に走査される装置は、反射アンテナがか
なりの慣性を持っていて、ある位置から別の位置へ素早
く動かすことが出来ないので、追跡の為、並びに最終接
近制御又は大気擾乱の監視に普通に使うには有利な形で
適応させることが出来ない。レーダでは、航空機又は局
部的な気象現象の様に反射を発生するあらゆる状態が
「標的」と呼ばれる。航空機の最終接近の制御では、反
射アンテナのある回転から次の回転までの遅延が非常に
長く、この為あらゆる状況のもとで、特に航空機及び大
気の擾乱の標的が、回転の間に変化したり、或いはかな
り移動する場合、航空機の正しい管制が可能でないこと
がある。パルス・ドップラー波形を用いて長い距離を明
確にカバーする為には、パルス繰返し間隔（ＰＲＩ）を
長くすることが必要である。ＰＲＩが長いことは、回転
する反射アンテナが各々の増分的な方位位置に比較的長
い時間停留することを必要とし、この為その曖昧でない
最大距離を減少せずに、アンテナの回転速度を増加する
ことが出来ない。６０海浬（ｎｍ）の計器範囲（装置の
設計並びに最適化が行なわれている最大範囲）では、Ａ
ＳＲ−９は約５秒で３６０°の走査を完了する。１海浬
は１，８５２ｍ又は１．１５０８法定マイルである。
【０００４】長い距離と云う条件により、小さい標的を
確実に検出する為に、比較的高い送信電力を使うことも
必要になる。送信電力が高いことは、ピーク送信機電力
が比較的高いこと又は送信機パルスの持続時間が一層長
いこと（これは「幅広」パルスとしても知られている）
であることを意味する。利用し得る最高ピーク電力を仮
定すると、距離が長くなることは、送信パルスの持続時
間が一層長くなることを意味する。持続時間が一層長い
パルスは、同じ様な距離にある標的を識別する能力であ
る距離の分解能が低下する傾向を持つ。パルス圧縮方式
を使って、パルスの持続時間が長くても、距離の分解能
を改善し、こうして高いピーク電力で短いパルスの必要
性をなくするが、標的を検出することが出来る最小距離
が、送信パルスの長さと共に増加する。従って、送信機
パルスの持続時間が１００マイクロ秒（μＳ）である場
合、標的を検出することが出来る最小距離は約８海浬
（ｎｍ）である。勿論、この様な持続時間のパルスを用
いる捜査レーダを使って、空港に着陸し又は離陸しつゝ
ある航空機を検出することは出来ない。パルス圧縮に伴
う別の問題は、主距離ローブの他に（アンテナのサイド
ローブと区別される）距離サイドローブが現れることで
ある。主ローブの時間的な位置又は距離は、標的が存在
するかどうか、並びにその標的のパラメータ（反射エネ
ルギ又は電力、接近速度、エコー・エネルギ及び接近速
度の変動等）を推定する為に試験される位置である。圧
縮パルスに距離サイドローブが存在すると、主ローブの
距離とは異なる距離から発したエコーと干渉する。この
干渉は、「フラッディング」と呼ばれていて、主ローブ
によってカバーされる距離セル（即ち距離増分）内のエ
コーの特性の誤った推定値を招く原因になり得る。距離
サイドローブを抑圧する従来の方式は、「ゼロ・ドップ
ラー」方式があり、この方式では、距離サイドローブ抑
圧方式は、所望のエコーと共に、干渉するエコーが、圧
縮されていないパルスの持続時間にわたって、目立った
ドップラー位相変化又はシフトを持たない接近速度を有
すると云う仮定に部分的に基づいている。圧縮されてい
ないパルスにわたるドップラー移相φDVは、圧縮されて
いないパルスの持続時間とドップラー周波数偏移の積の
２π倍（即ち、φDV＝２πｆd Ｔ0 ラジアン）である。
このドップラー移相が実際にゼロであるか或いは非常に
小さい時、ゼロ・ドップラー形の設計により、中位のサ
イドローブの抑圧が達成し得る。然し、ゼロ・ドップラ
ー形の設計は、小さいドップラー周波数偏移に非常に影
響され易く、気象図の作成、晴天乱流の検出及びマイク
ロバーストの検出の様に、非常に深いサイドローブの抑
圧が望まれる様な用途での深いサイドローブの抑圧を不
可能にする。
【０００５】電子的に走査されるアレー・アンテナは慣
性がなく、敏速に走査することが出来る。敏速に走査す
ることが出来ることにより、種々の航空交通管制と気象
の監視の用途を捜査と多重化することが出来る。中央の
電力送信機と「集合形」給電部を用いるアレー・アンテ
ナは、送信機とアレー・アンテナのエレメントの間に、
電力分割器を含めて損失を持つ伝送線路部品を持ってい
る。この様な損失の為、妥当な寸法のアンテナ、低電力
の移相器及び中位の電力の送信機を用いて、所望の電力
利得を達成することが困難になることがある。
【０００６】能動形位相調整アレー・レーダは、その送
信機モジュールが多数あることにより、送信機１個のレ
ーダよりも、信頼性を改善することが出来る。更に、そ
の送信機モジュールの数が多いことにより、大きい電力
利得が得られるし、最終的な増幅の前の低い電力レベル
で電力損失が起る為、送信機とアンテナの間の電力損失
が小さい。能動形アンテナの構成によっても、大多数の
受信機損失が低雑音増幅の後である為に、受信の際のシ
ステム雑音が減少する。慣性のない走査である為、これ
は、捜査以外の機能を集約し、こうして全体的にコスト
を切下げる可能性がある。
【０００７】
【発明の要約】標的を検出するレーダ装置が、パルス繰
返し周波数（ＰＲＦ）制御入力ポートを持つ制御自在の
信号発生器を持っていて、制御入力ポートに印加された
ＰＲＦ制御信号によって制御される繰返し周波数で、無
線周波数信号のパルスを発生する。この発明の一面で
は、制御自在の能動形アレー・アンテナが信号発生器に
結合される。アンテナは薄くした開口を有する。アンテ
ナは制御入力ポートを持ち、無線周波数（ＲＦ）信号に
応答して、アンテナの制御入力ポートに印加された制御
信号によって定められた方向に、少なくとも１つのペン
シル形ビームを送信する。仰角決定装置がアンテナの制
御入力ポートに結合されていて、アンテナのビームを予
定の方向に差向ける為の仰角制御信号を発生する。この
発明の一面では、信号発生器が、仰角制御信号に応答し
て、繰返し周波数を制御する為に仰角決定装置に結合さ
れる。この発明の特定の実施例では、仰角制御信号がビ
ームを比較的高い迎角（６０°近い）に差向ける時、Ｐ
ＲＦ制御信号が比較的高い速度（１５又は１６kHz と云
う様に高い）で発生され、仰角制御信号がビームを（０
°近い）比較的低い迎角に差向ける時、ＰＲＦ信号が比
較的低い速度（１kHz 近い）で発生される。この発明の
別の一面として、容積走査がビーム多重化動作モードに
よって加速される。この時、ペンシル形ビームが、逐次
的な送信／受信期間の間、相隔たる位置の間を交互し、
この為、他の場合には距離の曖昧さを低下させる為にだ
け使われるパルス間時間の一部分を利用して、余分の役
に立つ情報を取出す。この発明の特定の実施例では、ペ
ンシル形ビームの方位角が、方位方向に少なくとも１２
°相隔たる位置の間を交互する。この発明の別の一面と
して、大きい迎角の時は比較的短い送信パルスを使うと
共に小さい迎角の時は比較的長いパルスを使うことによ
って、容積走査が加速され、この為、短い距離の有効範
囲を埋める為には、小さい迎角だけを短いパルスで再び
走査すればよい。この発明の特定の実施例では、約１０
°未満の迎角では、持続時間が１００μＳのパルスが送
信され、約１５°より大きい迎角では、持続時間１μＳ
のパルスが送信される。この発明の別の一面として、ペ
ンシル形ビームを軸線から外れて走査することによって
起る利得の損失又は信号対雑音の余裕が、軸上で送信さ
れる数がそれより比較的少ないのに較べて、各々のビー
ムで送信されるパルスの数を相対的に増加することによ
って補償される。これによって、アンテナ利得が一層低
い方向に送信される合計電力を増加する。この発明の別
の実施例では、ドップラー処理を使って、半径方向速度
を表わす周波数ビンに戻りを分離し、各々の周波数ビン
で信号に加えられる距離サイドローブの抑圧により、他
の距離の所からの散乱因子による干渉を減少する。この
発明のこれに伴うその他の特徴は以下説明する。
【０００８】
【実施例の説明】図１は建物又は構造の斜視図である。
構造１０は面又は側面１２，１４を持つ截頭四角錐の形
をしている。構造１０が基礎１６の上にのっかってい
る。構造１０の各々の面１２，１４が平面状アレー・ア
ンテナ１８を担持する。アレー・アンテナ１８ａが面１
２に付設され、アレー・アンテナ１８ｂが面１４に付設
され、この他の２つのアレー・アンテナが、構造１０の
隠れた２つの面に付設されている。アレー・アンテナの
当業者であれば、１８に示す様なアレー・アンテナが、
アンテナ・エレメントの数が数百又は数千個の２次元の
アレーであってよく、これを空間給電部又は拘束形「集
団」給電部の何れかと共に、そして１つ又は２つの軸線
に沿って走査する為の移相器と共に、使うことが出来る
ことを承知していよう。普通の１つの軸線が、図１に示
したφ＝０°軸に対してｘ−ｙ平面内で測る方位角φで
ある。普通使われるもう１つの角度は天頂から又はｚ軸
から測定する天頂角である。天頂角に代わるものが、ｚ
−ｙ水平平面から測定する迎角θである。
【０００９】アンテナ１８ｂの一部分が簡単にした形で
図２に示されている。アンテナ１８ｂは、全体的に１９
で示した面部分と、全体的に３０で示した給電部分とを
有する。図２で、面部分１９は断面で示されており、そ
の外側の、目に見える「前」面が破線２０で示されてい
る。複数個のアンテナ・エレメント２２ａ，２２ｂ，２
２ｃ……２２ｎが前面２０に付設されたものとして示さ
れている。線２０は、アンテナ・エレメント２２の位相
中心の軌跡である平面の縁と見なすことが出来る。前面
２０に直交する破線２４が、アレーの横方向を表わす。
基準方位φ＝０°が、水平平面に対する横線２４の投影
である。アレー・アンテナ１８ｂの前面２０は水平に対
して傾斜していて、横方向の線２４が、水平に対して傾
斜迎角θT をなす様になっている。この発明の特定の実
施例では、θT は１５°に選ばれている。この為、アン
テナ・アレーの横方向２４が、水平の方位基準線φ＝０
°の上方に１５°の迎角だけ傾斜している。
【００１０】図２の各々のアンテナ・エレメント２２
ａ，２２ｂ……２２ｎにはブロック２６として示した両
方向送受信（ＴＲ）プロセッサ又はモジュールが付設さ
れている。即ち、アンテナ・エレメント２２ａにＴＲモ
ジュール２６ａが付設され、アンテナ・エレメント２２
ｂにＴＲモジュール２６ｂが付設され、アンテナ・エレ
メント２２ｎにＴＲモジュール２６ｎが付設される。後
で説明するが、各々のＴＲモジュールは電力増幅器、１
つ又は更に多くの移相器、低雑音増幅器、及び多重化又
はダイプレックス装置を含んでいてよい。母線導体線４
２が、移相器等に対する動作電力及び動作モードの制御
信号等をＴＲモジュール２６に伝達する。
【００１１】この発明の一面では、送信モードで各々の
ＴＲモジュールを駆動する信号源が別のアンテナ・エレ
メント２８であり、受信モードでは、各々のＴＲモジュ
ールの負荷が同じアンテナ・エレメント２８である。図
２に示す様に、こう云うアンテナ・エレメントの別の１
組は、内側アンテナ・エレメントと呼ばれるが、２８ａ
−２８ｎとして示されている。即ち、内側アンテナ・エ
レメント２８ａがＴＲモジュール２６ａのポートに結合
され、内側アンテナ・エレメント２８ｂがＴＲモジュー
ル２６ｂに結合され、内側アンテナ・エレメント２８ｎ
がＴＲモジュール２６ｎに結合される。平面３４が内側
アンテナ・エレメント２８の位相中心の軌跡を表わす。
【００１２】中心単独パルス空間給電装置が図２に全体
的に３０で示されており、照準線２４の投影の近くにあ
って、平面３４から隔たった単独パルス・ホーン・アン
テナ３２を含む。ホーン３２には、サーキュレータ３６
から無線周波数（ＲＦ）主信号を供給する。このサーキ
ュレータが伝送線路３８を介して送信機（図２には示し
てない）から信号を受取る。この為の無線周波数と云う
言葉は、マイクロ波及びミリ波周波数を含む。ホーン３
６が、アンテナ２８から受取った信号から和及び差の単
独パルス信号を発生し、和及び差信号が別々の和及び差
チャンネル（別々には示してない）によってホーン３２
からサーキュレータ３６及び別の伝送線路４０を介して
受信機（図２には示してない）に結合される。
【００１３】図３は、図２の装置に使うことが出来るＴ
Ｒモジュールの簡略ブロック図である。説明を明確にす
る為、図３は図２の代表的なモジュール２６ｂを示す。
図３で、内側アンテナ２８に入った信号がサーキュレー
タ２０８によって制御自在の移相器２１０に送られ、こ
の移相器がデータ通路４２の一部分を介して受取った指
令に従って、移相を制御する。指令は、送信アンテナ・
ビームの特性を定める為の移相を選択する。移相器２１
０は、指令された移相に応答して変化する減衰特性を持
っていてよい。２１２に示した可変減衰器を移相器２１
０とカスケード接続にして、移相器２１０の減衰を補償
する形で制御することが出来る。一定振幅の移相信号が
減衰器２１２の出力から電力増幅器（ＰＡ）２１４の入
力に結合される。ＰＡ ２１４が信号を増幅して、送信
する信号を発生する。この信号がサーキュレータ２１６
を介してアンテナ２２ｂに結合され、空中に放射され
る。標的から反射された戻り信号をアンテナ２２ｂで受
信し、サーキュレータ２１６に結合する。サーキュレー
タ２１６が受信信号を低雑音増幅器（ＬＮＡ）２１８に
循環させ、この増幅器が信号を増幅して、更に処理する
間、信号対雑音（Ｓ／Ｎ）比を維持する。受信して増幅
された信号が、ＬＮＡ ２１８から移相器２２０に結合
され、これは受信アンテナ・ビームを定める様に選ばれ
た形で、データ通路２２０の一部分を介して受取った信
号によって制御される。受信して移相された信号がサー
キュレータ２０８によって内側アンテナ２８ｂに循環さ
せられ、図２のアンテナ３２ａに放射される。当業者で
あれば、図２の全体的な構造にいろいろな変更を加える
ことが出来ることが理解されよう。特に、サーキュレー
タ２０８及び２１６の減衰又は損失は、それを被制御ス
イッチに置換えることによって減少することが出来、ス
イッチは、所定の送信及び受信期間の間、母線４２を介
して制御することが出来る。
【００１４】当業者であれば、アンテナが、送信モード
でも受信モードでも同じ様に動作する受動形可逆装置で
あることを承知していよう。普通、アンテナの動作の説
明は、送信又は受信だけで行なわれ、他方の動作モード
はそれから判る。図２−３のアンテナ・エレメント２
２，２８及びホーン・アンテナ３２は、レーダ装置の動
作モードに応じて、送信モードでも受信モードでも動作
する。この為、この明細書の説明は、場合に応じて送信
及び受信と云うが、他方の動作を排除するものと解して
はならない。１つの中心空間給電部３０が各々のアレー
・アンテナ１８に付設されている。各々のアンテナ・エ
レメントに付設された送信増幅器を持つアンテナ・アレ
ーは、「能動形」アレーと呼ばれている。能動形アレー
・アンテナ１８ａは、アレー・アンテナ１８ｂに対する
対応する給電部とは独立した中心給電部３０を有する。
【００１５】動作について説明すると、図２−３のホー
ン３２に低レベルの送信パルスが供給され、それがアン
テナ２８に向って電磁界として放射される。アンテナ２
８がパルスを受信し、その結果得られた低レベル信号パ
ルスをＴＲモジュール２６に結合する。各々のＴＲモジ
ュールが、母線４２を介して印加された適当なビーム方
向制御信号によって決定された分だけ、信号を移相し、
その結果移相された信号を増幅し、増幅された信号を離
散的な減衰器を含まない通路を介してアンテナ・エレメ
ント２２に印加する（が全ての通路は固有の減衰を持っ
ている）。各々の固体ＴＲモジュール２６が発生し得る
エネルギは比較的小さいが、アンテナ１８ｂの開口全体
にわたってこの過程を繰返した累積的な結果として、所
望の方向に送信される大エネルギの放射パルスが発生さ
れる。各々のパルスが送信された後、これから説明する
様に、装置は受信モードに変わり、この時各々のアンテ
ナ・エレメント２２で受信した信号をＴＲモジュールに
結合し、その低雑音増幅器２１８で増幅し、受信して増
幅された信号が被制御移相器２２０を通され、対応する
内側アンテナ・エレメント２８によって放射される。こ
の様な全ての内側アンテナによる累積的な放射効果によ
り、受信して増幅された信号のビームが単独パルス・ホ
ーン３２に向って放射される。ホーン３２が受信信号を
和及び差信号に分離し、受信して累算した和及び差信号
をサーキュレータ３６を介してこれから説明する様に装
置の受信機へ結合する。受信の間、ビームは前の送信方
向を向いていてもよいし、別の方向を向いていてもよい
が、これもこれから説明する。
【００１６】図４はこの発明の装置の簡略ブロック図で
ある。図４の内、図１，２及び３と対応する素子には同
じ参照数字を用いている。能動形アンテナ１８ｂが図４
の右側にある。アンテナ１８ｂのビーム方向が、ブロッ
ク４８で示したビーム方向ぎめ論理回路（ＢＳＬ）によ
って制御される。このブロックは、タイミング及び制御
信号装置（ＴＣＵ）５８からデータ母線４２を介してタ
イミング及び制御信号を受取る。こゝで強調しておきた
いのは、ＢＳＬ ４８は全てのＴＲモジュールに共通に
指令データを供給する外部装置であってもよいし、或い
は各々のＴＲモジュールが、各々のＴＲモジュールに送
らなければならないデータ量を減少する為に、ＢＳＬの
それ自身の部分を持っていてもよいことである。アンテ
ナ１８ｂの中心無線周波数給電部３０が、伝送線路３
８，４０によって、ブロック５０として示した送受信
（ＴＲ）多重化（ＭＰＸ）装置に結合される。受信モー
ドでは、多重化器５０が前に述べた様に、ＲＦ給電部３
０からの振幅の小さい又は低レベルの信号を受取り、且
つ中心ＲＦ給電部３０からのＲＦ信号を、図ではブロッ
ク５２として示した受信機のアナログ信号プロセッサ
（ＲＣＶＲ／ＡＳＰ）に結合する。ブロック５４として
示した無線周波数波形発生器（ＷＦＧ）が、受信モード
では、受信機５２に対して低レベルの基準局部発振器
（ＬＯ）信号を供給すると共に、伝送線路５６を介して
多重化器５０に低レベルの送信波形を供給する。多重化
器５０はタイミング及び制御信号装置（ＴＣＵ）５８か
ら母線５９を介してタイミング及び制御信号をも受取
り、送信モードでは、ＲＦ給電部３０に低レベルの送信
波形を結合する動作を制御すると共に、その後、受信し
た和及び差信号を受信器５２に結合する通路を作る。
【００１７】適切な場合、和及び差チャンネルの受信信
号が、図４のブロック５２で下向き変換されると共に低
雑音増幅され、その結果下向き変換された信号、即ちベ
ースバンド信号が、６０に示した伝送線路を介して、ブ
ロック６２の一部分として示したアナログ・ディジタル
変換器（ＡＤＣ）に結合される。ブロック６２は、これ
から説明する様に、受信してディジタル化した信号を記
憶するバッファをも含んでいるが、これはデータ通路６
４を介してＴＣＵ ５８から受取ったタイミング及び制
御信号の制御のもとに行なわれる。アナログ・ディジタ
ル変換は「距離」クロック速度で実施される。このクロ
ック速度は、識別し得る最も小さい距離増分を定める。
ディジタル化された和の同相及び直角位相信号と、ディ
ジタル化された差の同相及び直角位相信号が、その両者
を合せたものがアンテナ１８ｂに対する標的からの戻り
を表わすが、図４−７のＡＤＣ及びバッファ６２から、
データ通路６６を介して、ブロック６８で示したディジ
タル信号プロセッサ（ＤＳＰ）に結合される。
【００１８】図４のＤＳＰブロック６８は、（イ）隣接
するドップラー偏移からの信号の漏れ（周波数の漏れ）
を制御する為のデータの加重と共に、速いフーリエ変換
（ＦＦＴ）アルゴリズムによるパルス間のドップラー・
フィルタ作用、（ロ）ディジタル・パルス圧縮、（ハ）
距離サイドローブの抑圧、及び（ニ）ＣＦＡＲ（一定の
虚偽警報速度）処理、標的を検出する為の閾値作用、気
象図作成用のスペクトル処理等を含むその他の信号処理
を作用として行なう。この内、（イ）、（ロ）及び
（ニ）項は、周知の形で行なわれ、この発明の一部分を
構成するものではない。（ハ）の距離サイドローブの抑
圧は、後で図４３乃至４７について説明する様に、ドッ
プラーに対する寛容性を持つことが有利である。ブロッ
ク６８によって行なわれる処理の結果は、（イ）標的検
出報告（航空機）、（ロ）レーダ追跡検出報告、（ハ）
空間の分解し得る各々の容積に対する気象成分を含んで
いてよく、この（ハ）項は、（ハ１）エコー強度、（ハ
２）エコー接近速度及び（ハ３）エコーのスペクトルの
拡がりを含む。情報のこう云う成分をディジタル化レー
ダ検出報告（ＤＲＤＲ）に含めることが出来る。ＤＲＤ
Ｒ報告は、検出が発生したアンテナ・ビームの角度座
標、検出の距離、受信してディジタル化した信号から抽
出された単独パルスの和及び差の値、及び検出が発生し
た停留のＰＲＦに関するデータをも含んでいてよい。標
的のＩＤも、検出が追跡ビームで発生した場合に含める
ことが出来る。ＤＲＤＲ報告がデータ通路７０を介して
検出プロセッサ（ＤＰ）ブロック７２に印加される。
【００１９】ＤＲＤＲ報告を作成する時、図４のＤＳＰ
ブロック６８がパルス・ドップラー及び移動標的表示子
（ＭＴＩ）又は移動標的検出器（ＭＴＤ）フィルタ処理
を実施する。パルス圧縮の分野の当業者であれば、レー
ダ・パルスは、ＤＳＰブロック６８が、受信信号を既知
の送信パルス・コードと相関させることが出来る様にす
る何等かの形で、符号化しなければならないことを承知
していよう。この相関過程が、信号対雑音比を改善する
と同時に、標的エコーの距離分解能を改善する。当業者
であれば、従来も、満足し得る種々のパルス符号化方式
が利用出来ることが知られている。こう云う方式とし
て、周知のバーカー・コード、擬似雑音コード、及び線
形ＦＭコーディング方式がある。従って、ＤＳＰブロッ
ク６８は受信信号に対するディジタル・パルス圧縮をも
実施する。
【００２０】和チャンネルの処理済みの振幅出力が、図
４のＤＳＰブロック６８で検出閾値レベルとも比較さ
れ、振幅が閾値を越えれば、検出が宣言され、上に述べ
た距離、和及び差の値及びその他のデータがディジタル
化レーダ検出報告に書式の形で入れられ、データ通路７
０を介してＤＰブロック７２に伝達される。レーダ検出
の分野の当業者であれば、レーダの特性、所望の検出確
率（Ｐｄ）及び虚偽警報確率（ＰＦＡ）に従って、閾値
レベルをどの様に設定すればよいか知っているし、一定
虚偽警報率（ＣＦＡＲ）検出器の特性を持つ検出過程と
する為に、移動標的検出器（ＮＴＴ）からの出力及び干
渉の平滑推定値を使う為にどの様に閾値検出器を設計す
ればよいかも知っていよう。ＤＳＰブロック６８は種々
の形で構成することができる。１）ＤＳＰに要求される
特別の処理だけを実施する特別に設計されたハードウエ
ア、２）ＤＳＰに要求される特定の処理を実施する様に
プログラムされる高速の汎用コンピュータ、３）ＤＳＰ
に要求される特定の処理を実施する様にプログラムされ
た高速の汎用アレー・プロセッサ、及び４）上に述べた
ものゝ組合せである。
【００２１】検出プロセッサ・ブロック７２が、ＤＳＰ
ブロック６８からデータ通路７０を介して、追跡報告
（後で定義する）を含むＤＲＤＲ報告を受取り、ディジ
タル化された和及び差の値を処理して、単独パルスの補
正値を推定し、こう云う補正値をビームの角度座標に加
算して、検出された標的の角度位置を計算する。検出プ
ロセッサ・ブロック７２は、検出された標的の距離及び
距離速度をも計算する。検出プロセッサ７２は、処理さ
れた距離、角度及び距離速度をディジタル化検出報告に
付属させ、その結果得られたＤＲＤＲ報告及び追跡報告
をデータ通路７６を介してレーダ制御コンピュータ（Ｒ
ＣＣ）ブロック７８に送ると共に、データ通路７４を介
してその他の外部ユーザに送る。ＲＣＣブロック７８が
検出及び追跡報告を用いて、新しい標的を確認し、操縦
している標的を確認し、専用追跡を確認し、追跡ファイ
ルを更新すると共に、その結果を使って、後で図３６−
４２について説明するが、図４−７にブロック８０とし
て示したレーダ計画制御プログラム（ＲＳＣＰ）に従っ
て、制御パラメータの新しい組を構成する。レーダ計画
制御プログラムは、実際には、レーダ制御コンピュータ
・ブロック７８にある。
【００２２】図８−１１は、アンテナ１８ｂのアレーの
開口を薄くすることを例示する。開口を薄くすること
は、この発明の１つの面であり、これはこの発明のその
他の面と共に有利に利用することが出来る。図８−１１
に示す様に、矩形開口が５５個の列を持ち、その中にア
ンテナ・エレメントが現れることがあり、更に５９行あ
り、合計３，２４５個の場所又は「スロット」がある。
ポピュレーションが一杯のアレーでは、行の間隔は、三
角形のエレメント格子を構成する為に一つ置きの行にエ
レメントが必要になる様になっている。ポピュレーショ
ンが一杯の開口の列１は、奇数番号のスロット１乃至５
９にエレメントがあって、合計３０エレメントあり、列
２は偶数番号のスロット２乃至５８にエレメントがあっ
て、合計２９エレメントある。従って、１つ置きのスロ
ットが埋まり、完全に埋められた又は完全なポピュレー
ションのある開口（薄くしていない開口）は、３，２４
５個のスロットに配置された１，６２３個のエレメント
を持っている。薄くしたアレーのスロット（ポピュレー
ションの１員）にアンテナ・エレメント（並びにそれに
対応する送受信モジュールと内側アンテナ）が存在する
ことが、図８−１１では対応する行と列の交点に数字
“１”として示してある。数字“１”が存在しないこと
は、薄くしたアレーが、その場所にアンテナ・エレメン
トを持たないことを示す。図８−１１の列５７は各行に
数字を列記してあるが、この数字は、薄くした分布の
内、その行にあるアンテナ・エレメントの数を表わし、
列５８は数８２９を示しているが、これはエレメントの
総数を表わす。同様に、行６２は、各列にあるエレメン
トの総数を表わす数を示しており、こう云う数の合計が
検査として行６５に現れる。
【００２３】アレーを薄くすることは、テーラ分布に基
づく確率に従っている。こう云う形式で薄くすることが
ＩＥＥＥトランザクションズ・オン・アンテナ・アンド
・プロパゲーション誌１９６４年７月号、第４０８頁所
載のスコルニク他の論文に記載されている。勿論、薄く
するこの他の分布によって、ある目的では満足な性能が
得られることがある。この様に薄くすることにより、開
口の中心近くの密度に較べて、開口の縁近くのアンテナ
・エレメントの密度が下げられる。アンテナ技術の当業
者であれば、こう云う種類のエレメント分布は、エレメ
ントの一様な分布の場合に較べて、サイドローブが比較
的小さいアンテナ・パターンが発生されることを承知し
ていよう。即ち、図８−１１に示す様に薄くすること
は、図２−３の各々のＴＲモジュール２６の電力出力を
変調する必要を避けている。即ち、各々のＴＲモジュー
ル２６の電力増幅器２１４が同じ出力電力で動作するこ
とが出来、アンテナ・アレーの開口にわたる実効振幅の
分布は、所望のサイドローブ・レベル及びビームの形を
生ずる様になっている。各々の無線周波数増幅器（図３
の２１４）が、放射すべき同じ電力量を発生する場合、
この様に薄くしたことにより、完全なポピュレーション
を持つ開口にテーパをつける為に電力を制御する為、各
々の電力増幅器２１６の後に減衰器を設ける必要がなく
なる。こう云う種類の薄くする方式は、各々のＴＲモジ
ュールに関連する電力出力を制御する減衰器の必要性を
少なくするだけでなく、全てのＴＲモジュールの送信増
幅器は同一の装置にすることが出来、これらの装置は同
じ最大出力電力レベルで動作し、従って最高効率で動作
し、その為に、可能な送信電力と利得の積が最高にな
る。これは、固体無線周波数（マイクロ波又はミリ波）
増幅器を使う時特に重要である。現在の技術状態では、
こう云う増幅器は、真空管に較べて利用し得る出力電力
が制限される傾向がある。こうして薄くすることは、コ
ストの観点からも有利である。それは、減衰器に対する
制御母線を設ける必要がなく、あるポピュレーションの
アンテナ開口内にあるＴＲモジュールの数が、完全なポ
ピュレーションを持つ開口に於ける場合よりも小さく、
各々のモジュールは減衰器なしに作ることが出来るから
である。上に述べた様に、最終的な無線周波数増幅器と
関連するアンテナ・エレメントの間に減衰器を使うのを
避けるのが有利であるが、相互接続部にある種々の部品
及び素子に固有の減衰を避けることが出来ないことに注
意されたい。こう云う相互接続部が図３の可変移相器２
１０の様な可変素子を含む場合、避けることの出来ない
減衰又は損失も可変になることがある。従って、内側ア
ンテナ２８とＲＦ電力増幅器の間の通路が、ビームの方
向ぎめの為に制御される２１０に示す様な可変移相器を
含む場合、種々の移相器の減衰を等化して、一定の実効
ＰＡ出力電力を維持する為に、２１２に示す様な関連す
る減衰器が必要になることがある。
【００２４】図１２ａは、１，６２３個の一様な分布の
エレメントを持つ一杯に埋められた又は一杯のポピュレ
ーションを持つ開口の仰角放射パターンのコンピュータ
・シミュレーションを示す。図１２ａのパターンは、横
軸（図１，２及び３の２４）がある垂直平面内のφ＝０
°で求めている。図１２ａに示す様に、第１のサイドロ
ーブは約１４dB下である。図１２ｂは何れも同じ振幅の
８２９個のエレメントを持つ図８−１１の分布の場合を
示す。図１２ｂに示す様に、主ビーム５１０は幅が狭く
て対称的であり、サイドローブ・レベルは２０dBよりも
多く下にある。図１２ｂの場合のシミュレーションによ
るエレメントの誤差は最大ｒｍｓ振幅誤差が０．１ボル
ト／ボルト（１０％の誤差）であり、最大ｒｍｓ位相誤
差が１８．７１°である。薄くしたアレーの小さいサイ
ドローブが、これから述べる様に航空交通管制レーダ装
置の場合には有利である。これは、発生される個別のビ
ームが、隣接するビームからの戻りを排除する傾向があ
るからである。アレー・アンテナ１８ｂによって発生さ
れるアンテナ・ビーム５１０は、方位平面内の全体的な
形が仰角平面内と同じであり、扇形ビームとは対照的
に、「ペンシル形」ビームと見なすことが出来る。
【００２５】図１のアレー・アンテナ１８ｂは、ＡＳＲ
−９の機械的に走査される装置に対応する扇形ビームを
発生する様に設計することが出来る。然し、この様な扇
形ビームは、送信電力がペンシル形ビームよりも一層大
きな容積に分布し、従って電力密度がペンシル形ビーム
より低いと云う欠点があり、その為、遠隔の標的の検出
には、各々のＴＲモジュールからより大きな電力を必要
とする、と云う欠点がある。云い換えれば、扇形ビーム
を使うと、ＴＲモジュールの所定の最大出力電力に対し
て検出し得る標的の距離が短くなる。更に、扇形ビーム
を発生するにはかなりの量の振幅と、開口分布の位相テ
ーパを必要とするが、これは前に述べた様に、全体的な
電力利得を低下させると共に、効率を低下させる。
【００２６】この発明の一面として、図１，２及び３の
能動形アレー・アンテナ１８ｂは、ある離散的な方位及
び仰角方向にペンシル形ビームを発生することが出来
る。ビームの形は、１つには、各々のアンテナ・エレメ
ントから送信されるＲＦパルスに加えられる相対的な移
相によって決定され、こう云う移相が各々のＴＲモジュ
ールに付設された移相器によって制御される。所定の方
向のペンシル形ビームに必要な移相は周知である。図１
３ａは容積走査動作モードで１つの八分儀（半球の１／
８）内に発生される各々のビームを楕円体として示して
おり、図１３ｂは短距離動作モードで同じ八分儀内に発
生されるビームを示している。図１の各々のアンテナ１
８は、それを合せたものが一象限（円又は球の１／４）
に対応する様な２つの八分儀の有効範囲を生ずる。即
ち、アンテナ１８ｂは、図１３ａに示すビームと、同じ
数の別のビーム（その正確な数は、図１３ａは２つの八
分儀に重なる軸上ビームを示しているので、同じではな
い）を発生する。普通はφで示す方位角が、ミリ余弦
と、横線２４（図１）のφ＝０°の水平ｘ−ｙ平面への
投影に対する度数の両方で示されている。
【００２７】図１３ａの左側で、線６１６が方位の横方
向を示し、この図の下の近くにある線６１８は０°の仰
角を示す。右側の線６２０は４５°の軸外の輪郭を表わ
し、上側の線６２２は６０°、即ち関心のある一番大き
い迎角を表わす。図１３ａに示す様に、アンテナは、約
０°から約６０°までにわたる、関心のある全ての迎角
でペンシル形ビームを発生することが出来る。方位方向
では、ビームがφ＝０°からφ＝４５まで発生される。
図１の構造１０の隣りの面にある別のアンテナ・アレー
１８が、図１３ａに示す４５°を越えた先の走査を続け
る。
【００２８】有効範囲としての捜査容積を拡大すると共
に、この実施例で６０°より上方の「沈黙円錐」をなく
す為、迎角は水平より上方に、９０°まで走査すること
が出来る。山の頂又は崖の様な場所の特殊性に合わせる
為、迎角は（傾斜角が適切であれば）水平より下方の９
０°まで走査することも出来る。
【００２９】図１３ａに示す様に、ペンシル形ビームが
１３個の別々の迎角で発生される。方位方向では、ペン
シル形ビームの数が仰角に関係する。最も小さい迎角
（公称０°）では、図示の八分儀内で２０個の軸外アン
テナ・ビーム６０１ｂ，６０１ｃ……６０１ｇ……６０
１ｕがある。これと相補形の八分儀（図に示してない）
では、一番小さい迎角の所で別の２０個の軸外アンテナ
・ビームが発生され、これが軸上のペンシル形ビーム６
０１ａと合せて、方位方向に合計４１個の別々のビーム
位置を作る。ビーム６０１は公称０°の仰角であるが、
ビームの中心は実際には約１．２°の迎角を中心として
おり、この為各々のペンシル形ビームの３dB帯域幅（約
３°）により、公称の有効範囲は地上レベルまでに及
ぶ。当業者であれば、地上レベルまでの有効範囲によ
り、地上クラッタが生じて、望ましくない戻りが生ずる
が、これは信号処理によって始末することが出来ること
を承知していよう。公称、各々のビーム６０１が３dBの
輪郭で隣りのビーム６０１と重なる。後で利得の余裕に
ついて説明する様に、実際のビームの重なりは３dBとは
異なることがある。
【００３０】図１３ａの迎角の次に高い迎角の増分は、
３．７６５°を中心としているが、この増分では、図１
３ａに示した八分儀内の種々のゼロでない方位角の所
に、２１個の軸外ビーム６０２ａ……６０２ｕからなる
別の１組が現れる。ビーム６０２は方位方向にはビーム
６０１に対してずれており、その結果、軸上ビーム６０
２はない。例えば、ビーム６０１ａ，６０１ｂ，６０２
ａの中心６６１ａ，６６１ｂ，６６２ａが、図６ｂに更
に詳しく示す様に、破線６９８で示す三角形を形成す
る。この様に互いにずれたビームが累積することによ
り、三角形の格子が生ずる。公称、各々のビーム６０１
ａ，６０１ｂ，６０２ａは３dBの輪郭で隣りのビームと
重なる。ビームは逐次的に発生されるのであって、同時
ではないから、この重なりは考えの上だけのことである
ことに注意されたい。一象限内に合計２×２１＝４２個
のビーム６０２がある。
【００３１】図１３ａの迎角の次に高い増分は、８．０
４３°の所にあるが、この時、１本の軸上ビーム６０３
ａと２０本の軸外ビーム６０３ｂ……６０３ｕの別の１
組により、一象限内に合計４１本のビームが生ずる。合
計２０本の軸外ビームが図１３ａではビーム６０４ａ−
６０４ｔとして示されており、その全ての中心は仰角で
１２．３８１°（４０ビーム／象限）にある。同様に、
図１３ａで示す様に、１９本の軸外ビーム６０５ｂ……
６０５ｔ及び１つの軸外ビーム６０５ａが、何れも１
５．８２９°（３９ビーム／象限）の迎角を中心として
いる。表Ｉには、１から１３までの行番号と、対応する
迎角と、図１３ａに示したペンシル形ビームの数（＃）
と、図１３ａの配置の八分儀に対するビームの参照符号
とが示されている。一象限内のビームの総数（合計の値
＃）も示されている。
【００３２】
【表１】 表 Ｉ 行 角 度 ＃ ビームの符号 合計＃ 1 1.200° 21 601a…601u 41 2 3.765 21 602a…602u 42 3 8.043 21 603a…603u 41 4 12.381 20 604a…604t 40 5 15.829 20 605a…605t 39 6 19.627 20 606a…606t 40 7 24.037 20 607a…607t 39 8 28.806 18 608a…608r 36 9 34.006 18 609a…609r 35 10 39.527 16 610a…610p 32 11 45.273 15 611a…611o 29 12 51.153 13 612a…612m 26 13 57.235 12 613a…613l 23 表Ｉを見れば判る様にビームの数は、迎角の増加と共に
減少する傾向がある。カバーすべき空間の容積が迎角の
増加と共に縮小するから、この結果は予想される所であ
る。
【００３３】図１３ａの各々のビームはその隣りと十分
に重なって、方位は０から±４５°で、公称０°から約
６０°の迎角まで、容積を連続的にカバーする。前に述
べた様に、ペンシル形ビームは公称３dB電力の点で重な
り、従って両方向（送信及び受信）損失は６dBである。
図１に示す様な配置から生じた図１３ａに示す様なビー
ムの４つのアレーは、方位で３６０°、迎角で６０°ま
でをカバーすることが出来るが、これは航空機の管制に
は十分である。ペンシル形ビーム形の逐次的な発生は後
で詳しく説明する。図１３ａの領域６１００，６１１
０，６１０１は、この発明の１実施例について後で説明
するが、容積捜査動作モードで夫々１００，１０及び１
μＳのパルス持続時間をビームに与える領域である。
【００３４】図１４は図１３ａと同様であり、対応する
部分には同じ参照数字を用いている。図１３ａは、主た
る容積捜査又は走査の為に使われるビームを示している
が、図１４のビームは、短距離捜査と、最終接近管制の
様なその他の短距離動作モードに使われる。この様に用
途が違う結果として、図１４のビームは、比較的短い距
離の所で応答並びに精度を持つ必要のあるビームを表わ
しており、従って、送信パルス幅又は持続時間が容積捜
査に使われるものよりもずっと小さいビームを示す。即
ち、この発明の１実施例では、図１３ａのビーム６０
１，６０２，６０３は、１００μＳのパルス幅を持つビ
ームを表わすが、図１４の短距離ビームは、１μＳのパ
ルス幅の送信から生ずるものである。
【００３５】図１４の八分儀で、６１４ａ乃至６１４ｕ
と記す２１本のビームを２．０°の迎角で発生すること
が出来、別の２１本のビーム６１５ａ−６１５ｕを７．
２０５°の迎角で発生することが出来、更に２１本のビ
ーム６１６ａ−６１６ｕを１２．４５６°の迎角で発生
することが出来る。４１本のビーム６１４、４２本のビ
ーム６１５及び４１本のビーム６１６がある。こう云う
「３層」のビームは、図１３ａのビームとは異なる迎角
にある様に選んで、図１４の「３層」が、図１３ａの一
番下側の「４層」（ビーム６０１，６０２，６０３，６
０４）と大まかに云って全体が同じ迎角をカバーする様
にしている。こうするのは、短距離走査に費される全体
的な時間を短縮する為であり、こう云うことが可能なの
は、利得余裕（後で説明する）が短距離動作モードでは
一層大きく、この為、短距離動作モードの各々のビーム
は、ビームのピークから一層遠い所で隣りのビームと重
なることが出来る、即ち輪郭が３．０dBではなく、７．
０dBにある為である。
【００３６】図１５は、図１３ａの装置の任意の特定の
方位角で「見える」１３本のビームの図であって、呎数
で表わした高度と海浬で表わした直線距離とに対して示
してある。図１３−１４のビームの輪郭は、全体的に迎
角が増加するにつれてカバーする角度が増加するが、そ
の高度の有効範囲は、場の強度の測定を行なう距離に関
係する。即ち、図１５で、ビームの幅は、迎角が小さい
ビームでは一層大きく見える。これは、迎角が一層大き
いものよりも、直線距離が一層大きい所で測定するから
である。現在の基準で空港の端末区域の航空機管制の捜
査用に使う場合、関心のある最大距離は６０海浬として
定められており、これは１１０kmに対応し、関心のある
最高高度は２４，０００呎（７，３００ｍ）である。明
確にする為、図１５のビームは図１３ａのφ＝０°（０
°の方位）の所で表示した様に示されている。従って、
図１５の最も小さい迎角のビームが６０１ａであり、次
が６０１ｂ……であり、最も大きい迎角のビームが６１
３ａである。ビーム６０１ａ及び６０２ａの検出輪郭の
重なり（その３dBの輪郭が合流すること）は６０nmかそ
の先で起り、こうして６０nmにあって２４，０００呎よ
り下方にある標的が所要の確率及び虚偽警報率で検出さ
れることが保証される。即ち、標的は両方のビーム６０
１ａ，６０２ａによって順次照射され、この標的の場所
で、両方のビームが照射することは、その方向にある標
的が、少なくとも一方のビームによって所要の統計で検
出されることを仮定している。確率輪郭としてのアンテ
ナ・ビームの重なりは、こゝに定めた高度及び距離の範
囲内にある任意の標的に対して余裕の減少がないことを
保証する。
【００３７】これまで説明して来た所では、この発明の
装置は、所望の容積をカバーする様に、種々の角度で逐
次的なペンシル形ビームを発生する。一象限内に合計４
６３本のビームがある。６０nmまでの有効範囲に対し、
ＡＳＲ−９のビームの様な単独パルス・ビームは少なく
とも７４４μＳの間停留しなければならないし、曖昧で
ない距離を拡張しようとすれば、更に長く停留しなけれ
ばならない。７４４μＳに４６３を乗ずると、約０．３
４秒である。これは満足し得る象限走査時間である。然
し、ＡＳＲ−９は、雨及び地上のクラッタからの戻りを
除去する為に、ドップラー・フィルタ作用を使ってい
る。ドップラー・フィルタ作用は良好なフィルタ作用に
する為、並びに距離−ドップラー盲区域を除く為、１つ
のビーム当たり複数個のパルスを必要とすることが望ま
しい。例えば、ＡＳＲ−９は、２種類の異なるパルス繰
返し周波数（ＰＲＦ）で、夫々８個のパルス及び１０個
のパルスからなる２つの別々のコヒーレント処理期間
（ＣＰＩ）に構成された１８個のパルスを使う。この条
件により、走査時間は、曖昧さを減少する為に必要にな
るかもしれない過剰の受信時間を考慮に入れなくても、
９０°の一象限に対し、６秒を越える様になる。６秒又
はそれ以上は、捜査走査時間としては過大であると考え
られることがある。
【００３８】この発明の一面として、全体的な走査時間
を短縮する為、パルス繰返し周波数（ＰＲＦ）を現在放
射しているペンシル形ビームの迎角に応答する様にす
る。例えば、図１５について云うと、２４，０００呎の
天井を表わす線２４，０００が１５nm未満の直線距離で
ビーム６０５ａ……６１３ａと交差する。このことか
ら、大きい迎角の時に必要な停留時間が、７４４μＳよ
りずっと短く、従って迎角の大きいビームでは、ＰＲＦ
を相対的に増加することが出来ることが判る。これによ
って、多くのビームに対する停留時間が短縮され、ＰＲ
Ｆが一定であって最大距離に基づいていた場合よりも、
完全な容積走査を一層短い時間の内に達成することが出
来る様になる。この発明のＰＲＦ制御について、次に図
１９−３５について説明するが、その構成は後で図５に
ついて説明する。
【００３９】前に述べた様に、長距離動作に対する所望
の電力を達成する為に必要な長いパルス幅により、その
範囲内では標的を検出することができない最低距離が長
くなる。この発明の別の一面として、送信パルスの持続
時間が、発生されている特定のアンテナ・ビームの迎角
に応答して変更され、直線距離が短い場合、大きい迎角
の時には比較的短いパルス幅を使い、距離が一層長い、
小さい迎角のビームに対しては、比較的長いパルスの持
続時間を使う。連続的な変化を使ってもよいが、パルス
幅の３つの別々の範囲で動作させることにより、受入れ
ることの出来る結果が得られると考えられるし、その方
が実施するのが簡単である。この発明の特定の実施例の
捜査モードでは、図１３ａのビームの組６０１，６０
２，６０３（領域６１００）に対応する迎角のビームに
は、１００μＳのパルスを使い、ビーム６０４（領域６
１０１）に対しては１０μＳのパルスを使い、ビーム６
０５……６１３（領域６１０１）に対して１μＳのパル
スを使う。
【００４０】図１６は、迎角と直線距離との関係とし
て、φ＝０°の様な特定の方位角に於ける図１３ａのビ
ームを示している。図１６で、その範囲内では標的を検
出することの出来る距離は、図１３ａのビーム６０１，
６０２，６０３に対しては１００μＳのパルス、ビーム
６０４に対しては１０μＳのパルス、そしてビーム６０
５−６１３に対しては１μＳのパルスを使った場合、陰
影線を施した領域又は容積８１０によって示される。陰
影線を施した領域８１０の片側が、２４，０００呎の高
度の輪郭である線２４，０００によって区切られてい
る。２４，０００呎の輪郭が弯曲しているのは、縦軸と
横軸の取り方の為である。陰影線を施した領域８１０の
反対側が、夫々１５km、１．５km及び１５０ｍの距離を
表わす線１５，８０１及び１５０によって区切られてい
る。約１０°の迎角まで、約８nm（１５km）までに及ぶ
距離を持つ６９４と記した容積内では、０°から約８°
の迎角まで、標的を検出することが出来ない。これは、
ビーム６０１ａ，６０２ａ，６０３ａに関連するパルス
が１００μＳと比較的長い為である。更に、迎角で約８
°から約１６°まで、ビームの６０４ａに伴う１０μＳ
のパルスの為、最小距離は約１海浬である。１６°より
大きい迎角では、１μＳのパルスは、１５０メートルと
云う接近した標的をも検出することが出来る。航空機管
制用としては、１５０メートルの検出は近さとして適切
であると見なされる。
【００４１】この発明の別の一面として、図１４に示す
別の３つのビームの組６１４，６１５，６１６を１μＳ
と云う様な短い送信パルスで周期的に動作させて、長距
離の標的の検出と共に接近も出来る様にしている。捜査
又は容積走査モードで大きい迎角の時に短いパルスを使
うと云う方式により、短い距離の標的の検出の為に大き
い迎角の時に２回目の停留を必要としないことに注意さ
れたい。これによって、全体的な容積走査時間を短縮す
るのに更に資する。
【００４２】図１７は図１６と同様であり、対応する部
分は同じ参照数字で示してある。図１７では、ビーム６
１４，６１５，６１６は図１４のビームに対応し、７dB
の輪郭が破線１５の所で重なる。これは陰影線を施した
容積８１４の外側の局限である約８nm又は１５kmを表わ
す。陰影線を施した容積８１４は、その範囲内では標的
が接近モードで高い信頼性で検出される領域を表わし、
約１５０ｍから１５kmまでに及び、迎角は約１５°にま
で及ぶ。
【００４３】パルスを送信し、レーダが、ＰＲＩによっ
て定められた距離より先の前のパルスからの戻りを受信
する時、距離の曖昧さが生じる。図１８は時間線を示し
ており、等間隔の時刻Ｔ０，Ｔ１，Ｔ２……がある。Ｔ
０乃至Ｔ１又はＴ１乃至Ｔ２に対応する距離にある標的
に関心があり、時刻Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３……にパルスを送
信した場合、所望の距離の１．５倍の所にある標的は、
前に送信したパルスを反射することがあり、これが距離
の曖昧さとなって現れる。例えば、図１８の時間Ｔ０−
Ｔ１′に対応する距離にある標的は、時刻Ｔ０に送信さ
れたパルスを反射し、このパルスは時刻Ｔ１のパルスの
送信の後にレーダに戻る。戻った信号が検出される位に
強力であると、それは一層狭い距離Ｔ１−Ｔ１′にある
標的から発生された戻りと識別することが出来なくな
る。従って、標的の距離が、Ｔ１−Ｔ１′か、（Ｔ１−
Ｔ１′）に（Ｔ０−Ｔ１）の倍数を加えたものかどう
か、曖昧になる。標的からの戻りの強度は、距離の４乗
に反比例するものとしてしばしば表わされる係数倍だけ
減少する。伝搬条件が良好で、レーダの送信機及び受信
機が電力及び感度の仕様を越える場合、大きな標的は、
設計の距離を十分に越えた所から識別し得る信号を発生
することがある。これは、ＰＲＦを減少して、ＰＲＩ
が、関心のある最も遠い標的が存在する距離より長くな
るようにすることによって、避けることが出来る。図１
８で、偶数番号の時刻Ｔ０，Ｔ２……の間だけ送信する
こと等により、ＰＲＦを半分にすると、レーダの聴取時
間が２倍になり、望ましくない戻りを受信する惧れがあ
る距離が２倍になる。これは、望ましくない戻りの強度
が係数２4 ＝１６分の１に減少し、望ましくない戻りを
受信する惧れを減少する傾向を持つ点で、望ましいこと
である。然し、この方式は、役に立つデータは増加せず
に、各々のビームの停留が２倍になると云う影響があ
る。従って、所望の距離に必要なよりも低いＰＲＦを使
うと、容積走査に必要な時間が長くなる。その為、高い
ＰＲＦは、走査時間の条件を減ずるが、距離の曖昧性の
問題を持込む。
【００４４】前に述べた様に、高いＰＲＦを使うと、検
出しようとするよりも一層長い距離の所にある標的から
異常な又は曖昧な結果を作ることがある。高いＰＲＦと
共にドップラー・フィルタ作用を使うと、別の問題が生
ずる。ドップラー・フィルタ幅（ＦＷ）をｍ／秒で決定
するには、次の式を使うことが出来る。
【００４５】
【数１】 ＦＷ＝Ｖｍａｘ／Ｎ＝λＰＲＦ／２Ｎ （１） こゝでＶｍａｘは曖昧でない速度区間、Ｎは１組当たり
のパルスの数、λは空気中の波長、ＰＲＦはヘルツで表
わしたパルス繰返し周波数である。
【００４６】式（１）から判る様に、ドップラー・フィ
ルタ幅はＰＲＦに正比例する。λが０．１０７ｍ（約
２．８GHz に対応する）で、ＰＲＦが５kHz である時、
曖昧でない速度区間は２６７．５ｍ／秒であり、各々の
ドップラー停留のＮ＝８パルスとすると、ドップラー・
フィルタ幅は ＦＷ＝０．１０７（５，０００）／１６＝３３．４ｍ／
秒 になる。これは６５ノットに対応する。６５ノットと云
う大きいドップラー・フィルタ幅は、レーダに対して大
体接線方向に動く大抵の標的が、最低周波数のドップラ
ー・フィルタに入り、この様な他の標的やクラッタによ
ってぼかされるので不利である。ＰＲＦの変化は、標的
をクラッタ・フィルタの外へ出すには、非常に大きくし
なければならなくなる。その為、ドップラー・フィルタ
を使うには、小さいＰＲＦを必要とする様に見える。こ
の為、どのビームにも、高いＰＲＦを使うのは望ましく
ない様に見える。
【００４７】この発明の別の一面として、簡単の為「ビ
ーム多重化」（ＢＭＰＸ）と呼ぶビーム走査パルス方式
を使う。これは距離の曖昧さを減じながら、必要な走査
持続時間を短くすると云う利点を有する。ＢＭＰＸ動作
では、レーダは、８個と云う数であってよいが、ビーム
位置のサブセットをサイクルとして循環する。サブセッ
トの各ビームは、各々の送信／受信期間の間に１回パル
ス駆動してから、サブセットの次のビームに移り、送信
機（送信パルスの源）は高いＰＲＦで動作するが、各々
のビームは、この様なシーケンスの結果として一層低い
ＰＲＦで動作する。標的からの戻りを表わすデータが、
データ処理の為に記憶される。サブセットのビームをこ
うしてパルス駆動した後、走査（各々の送信／受信期間
の間のパルスの送信、戻りの待ち、戻って来たデータの
記憶）を、やはりサブセットの最初のビームから開始
し、そのセットの全てのビームにわたって続けられる。
これは、ドップラー・フィルタに適切な入力を供給する
のに十分な数のパルスがサブセットの各ビームから送信
されるまで続けられる。この為、各々のビームは低いＰ
ＲＦで動作し、そのビームに対する戻りパルスの組は実
効ＰＲＦが小さく、この為信号は、狭帯域ドップラー・
フィルタ（後で図４３−４７について説明する）によ
り、図４−７のディジタル信号処理ブロック６８でフィ
ルタ作用にかけて、距離率を良好に分離することが出来
る。各々のビームの実効ＰＲＦは小さいにも拘らず、有
効なビームの数が大きい為に、容積走査速度は高い。こ
の為、ビーム多重化動作では、サブセットの全てのビー
ムが時分割多重化又はインターレースにより、パルス繰
返し間隔（ＰＲＩ）からＰＲＩへと切換えられる。
【００４８】一般的に、送信機の電力、利得の余裕、ビ
ームの重なり、アンテナ開口とビーム幅、横方向から離
れた時のアンテナ利得の低下、迎角の関数としての大気
損失等は、迎角に関係なく、各々のビームで同じ数のパ
ルスを送信してφ＝０°で信号プロセッサによって処理
しなければならない様に、選び又は釣合いをとる。後で
更に説明するが、このパルスの基本数はこの発明の１実
施例では１８であり、第１のＰＲＦの８個のパルスと第
２のＰＲＦの別の１０個のパルスとの群に分けられる。
【００４９】横方向から外れた方向にビームを走査する
ことに帰因し得る余裕の低下又は電力利得の減少は、送
信機の電力並びに／又はアンテナ開口を増加することに
よって補償することが出来る。固体ＲＦ増幅器は既に一
杯の電力で動作しており、従って、横方向の電力を減ら
す為に可変減衰器を使わずに、送信機の電力を増加する
ことは出来ないので、横方向からずれると相対的に増加
することがあり、アンテナ開口を変えることは極めてコ
ストがかゝる。その代り、この発明の別の一面では、位
相調整アレーのペンシル形ビームを軸上状態から方位方
向に遠く離れて走査する時に起る余裕の低下又は電力利
得の減少は、軸上状態よりも、相対的に多数のパルスを
適応的にまとめる（送信、受信及び処理）ことによって
軽減することが出来るが、これは後で更に詳しく説明す
る。パルス数が一層多くなると、容積走査時間が長くな
って望ましくないが、これは、アンテナ開口、送信電力
又はその両方を増加すると云う様な代案のコストを考え
れば、望ましい兼合いと考えられる。適応形パルスまと
め方式は、ビーム多重化方式、ＰＲＦ及びパルス持続時
間の迎角に伴う変化によって、容積走査時間が短縮（占
有時間の節約）の為に有効になる。
【００５０】図１９は、捜査モード及び短距離モードの
両方で動作させたこの発明の１実施例による図４−７に
示す様な１つの装置の占有時間を要約したものである。
図１に示す様な迎角θt に１５°傾斜したアンテナ・ア
レーのエレメントの三角形格子を想定し、ビーム構造は
図１３−１４のものであると仮定する。１dBの装置の余
裕を仮定する。この実施例での余裕の測定は、方位角φ
＝０、及びアレーの横方向より１３．８°下方に対応し
て１．２°（水平より上方）の迎角の所で行なわれる。
この為の余裕とは、特定された検出確率を充たすのに必
要なよりも過剰の電力利得を意味する。
【００５１】図１９で、列Ｉの行１の“１”と云う数字
は、「走査＃」と云う標題がついているが、図１３−１
４の４１個のペンシル形ビーム６０１全部の走査（従っ
て、一象限の走査）を表わす。列IIは「迎角（度）」と
記されているが、ペンシル形ビームの中心がある迎角を
列記したものであり、走査＃１では１．２００°であ
る。列III の“ＲＮＧ（ｋｍ）”は、２，４００呎に対
応するｋｍで表わした直線距離を示し、１．２°のビー
ムの場合は、計器距離であり、従って関心のある標的が
その中にある距離を表わす。走査＃１では、距離は６０
nmに対応する１１１．１２kmである。列IVの“ＰＷ（μ
Ｓｅｃ）”は、容積走査動作モードに対するマイクロ秒
で表わした対応する送信パルス幅を列記したものであ
る。列Ｖ及びVIの“ＰＲＦ１（Ｈｚ）”及び“ＰＲＦ２
（Ｈｚ）”は、各々のビームにあるＮ個のパルスからな
る相次ぐ組のＰＲＦである。高い方のＰＲＦ、即ち、Ｐ
ＲＦ２は、走査の特定の迎角で所望の直線距離になる様
に選ばれる。２番目のＰＲＦ（ＰＲＦ１）は、ドップラ
ー・フィルタに対して、盲距離効果を減ずる為に設けら
れている。ＰＲＦ１は、１つのドップラー・フィルタか
らの戻りを次へ適切にシフトする為に、ＰＲＦ２の４／
５になる様に選ばれる。列VII の「デューティ（％）」
は、パルス幅及び高い方のＰＲＦから計算されたデュー
ティ・サイクルを列記している。例えば、走査＃１で
は、デューティ・サイクルは、１，３４０×１００×１
０-6×１００＝１３．４％と計算される。デューティ・
サイクルは、ＴＲモジュールのピーク及び平均出力電力
を設定するのに関係することがある。列VIIIの「時間
（ｍｓｅｃ）」は、各々の迎角で方位方向に±４５°
（一象限）走査するのに要する合計時間をミリ秒で列記
したものであり、その迎角の各々のペンシル形ビームに
対して２組のパルス（一方の組はＰＲＦ１、他方の組は
ＰＲＦ２）を用いる。列IXの「パルス」は、一象限内の
１つの迎角での走査に対する送信パルスの総数を列記し
たものである。
【００５２】図１９の列VIIIに列記した時間は、各々の
迎角の走査に対する時間で表わしてあるが、次の迎角に
移る前に、ある迎角での全ての走査を完了することは必
要ではなく、原則的には、個々のビームは任意の順序で
走査することが出来る。この為、図１９の走査１は１０
０μＳのパルスで動作し、最も小さい迎角の４１本のビ
ーム（１つの八分儀内にある図６の２１本のビーム６０
１及び関連する八分儀内にある対応する２０本のビー
ム）の各々をアドレスし、方位の横方向のビームに対
し、少なくとも８個のパルスはＰＲＦが９４４Hzで、そ
の後別の少なくとも１０個のパルスが１，１８０HzのＰ
ＲＦである。９４４HzのＰＲＦに於ける１サイクルの持
続時間は約１．０６msecであり、１，１８０Hzでは、約
０．８４８msecであり、従って、ビーム当たり１８個の
パルスは約（８×１．０６）＋（１０×０．８４８）＝
１６．９５msecかゝる。後で図２０−３５について詳し
く説明する様に、若干の軸外ビームには１８個より多く
のパルスを用いる為、１．２００°の迎角に於ける方位
方向の象限全体（φ＝±４５°）の走査の時間は、ビー
ム当たりの１６．９５msecに（１．２°の迎角に対す
る）４１本のビームを乗ずると云う様に簡単に計算する
ことは出来ない。
【００５３】前に述べた様に、この発明の一面として、
アンテナ・アレーの軸外走査によって起る余裕の低下
は、標的を表わす信号を発生する為にまとめられるパル
スの数を増加することによって、補償することが出来
る。その為、軸上ビームの場合よりも、方位の軸外のあ
るビームに対しては、より多くのパルスが送信される。
従って、走査＃１の象限に対して送信されるパルスの総
数は、図１９の列IXに列記されている様に、１，１９４
である。これは、走査時間が、１つのビーム当たり１８
個のパルスだけということを基準にして計算される０．
６９５秒の時間よりも長いことを意味する。図１９の列
VIIIに示す様に、走査＃１の４１本のビーム全部に対す
る走査時間は１，１２５msecである。
【００５４】八分儀に対するパルスの総数は、偶数番号
の走査では、図１９の列IXに示す数の正確に半分であ
り、奇数番号の走査では、その数に（軸上ビームに対す
る）１８を加えた和の半分である。従って、走査＃１
（奇数）に対する八分儀内のパルスの数は（１，１９４
＋１８）／２＝６０６である。
【００５５】同様に、図１９の列IIは、走査２が３．７
６５°の迎角に全てのビームを持ち、列III から、この
角度に於ける設計の最大距離はやはり１１１km（６０n
m）である。送信パルス幅は１００μＳ（列IV）であ
り、パルスの第１組は９４４HzのＰＲＦであり、第２組
は１，１８０Hz（列Ｖ及びVI）である。最大のデューテ
ィ・サイクルは１１．８％（列VII ）である。列VIIIを
見れば、一象限を走査するのに要する時間は約１，０９
４msecであり、列IXから、この象限は１，１６２個の送
信パルスを必要とする。図１３ａを参照すると、図示の
八分儀は偶数個のビーム６０２を持ち、その為、一象限
当たり合計１，１６２／２個のパルスがある。
【００５６】図１９の表にある走査３は、１００μＳの
送信パルス（列IV）を持ち、走査４は１０μＳのパルス
を持つ。図１９の表に示す様に、１μＳのパルスが走査
５から走査１３までの走査に対して使われる。図１３−
１７について述べた様に、この発明のこゝで説明してい
る実施例の容積捜査モードでは、合計１３個の迎角又は
走査がある。従って、図１９の表に示す走査１乃至１３
は、１３個の通常の容積捜査走査の全部を取入れてい
る。
【００５７】図１９の走査＃１４，１５及び１６は、前
に図１４及び１７について述べた短距離走査に関係す
る。図１９に走査１４，１５及び１６について表で示す
様に、容積（図１６−１７の容積８１４）を走査する為
の別の１組のペンシル形ビームに対して、完全な容積走
査には１μＳのパルス幅を用いる。この容積からの戻り
は、＃１，２及び３では、１００μＳのパルス幅の為に
得られなかったし、走査４でも、１０μＳのパルス幅の
為に得られなかった。１μＳの送信パルスを用いて、
１．２００°、３．７６５°、８．０４３°及び１２．
３８１°の迎角でも、図１３，１４の同じペンシル形ビ
ーム６０１，６０２，６０３，６０４を走査することが
可能であるが、２．０００°、７．２０５°及び１２．
４５６°の様な他の迎角で走査することも可能である。
これは、距離が一層短いことによって得られる増加した
余裕により、重なりの所での利得余裕を、満足し得る検
出確率が得られる値より低い値まで下げることなく、ビ
ームをビーム・ピークより３dBより多く重なる様に選ぶ
ことが出来るからである。４個の代りに３個のこの様な
走査を使うと、全体的な走査時間が節約される。
【００５８】図１９の表に示す走査＃１４，１５及び１
６は、迎角が２．０００°、７．２０５°及び１２．４
５６°であり、所望の最大距離が１５km又は８nmであ
る。パルス幅は１μＳであり、この為約１５０ｍ以内ま
でカバーすることが出来る。ＰＲＦは、３つの走査全て
ゞ７，９２０Hz及び９，９００Hzであり、デューティ・
サイクルは同一である。表１０の列VIIIの表に示す様
に、一象限を走査する時間は、走査１４，１５，１６の
間で異なるが、これはビーム当たりのパルス数が異なる
為であり、これは後で更に詳しく説明する。走査１−１
３で、図１９の表に示す様に、一象限を走査する時間の
違いは、ビーム当たりのパルスの数が違う為、並びにＰ
ＲＦが違う為である。
【００５９】図２０乃至３５は、図１９にまとめて示し
た１６個の走査全部に対し、八分儀内にある各々のビー
ムに対する各々のＰＲＦでのパルス数、各々のＰＲＦで
のビーム当たりの時間、及び合計ビーム時間を詳しく示
す。軸外の角度での送信パルスの数の増加は、dBで表わ
した両方向走査損失を次の式で表わすことが出来ると云
う仮定に基づいている。
【００６０】
【数２】 ＳＬ＝５０Ｌｏｇ ρ （２） 但し ρ＝ cosｇ／ cosｇ0 cosｇ＝ cosθ cosφ cosΨ＋ sinθ sinΨ cosｇ0 ＝ cos（Ψ−θ0 ） こゝでｇ0 はθ＝１．２°、φ＝０°に於ける走査角、
ｇはアンテナの横側から測定した特定のビーム位置に於
ける合成走査角、θ0 は基準迎角で、この例ではθ＝
１．２°である。
【００６１】θ＝ビームの迎角、φ＝ビームの方位角、
Ψ＝アレーの傾斜角である。
【００６２】上に述べた実施例の装置は、前に述べた様
に、アンテナの傾斜を１５°にして、距離が６０海浬の
所で、標準的な大気中で、横方向の方位及び水平より上
方に１．２°の迎角で、１．０dBの検出余裕が得られる
様な寸法になっている。横方向のビームを迎角０°から
上向きに走査するにつれて、迎角走査損失が減少し、こ
うして１５°の迎角に達するまで、横方向の余裕が徐々
に増加する。１５°の迎角より上方に走査が進むと、徐
々に増加する迎角走査損失が余裕を減らす。更に、迎角
が１．２°より大きくなると、最大距離が減少し、単位
距離当たりの大気損失が減少し、こうしてやはり方位の
横方向余裕を増加することに寄与する。
【００６３】図２０は、図１９の走査＃１に対応する迎
角１．２°での八分儀の各ビーム内のパルス数を示す表
である。前に述べた様に、迎角１．２°に於ける方位横
方向余裕は１．０dBであり、基本的なパルス方式の為、
コヒーレント処理期間ＣＰＩ１の間は９４４Hzの８個の
パルス、そしてＣＰＩ２の間は、１，１８０Hzの１０個
のパルスが要求される。こう云うパルスの組の各々に対
する合計時間は、８．４７msecであり、合計するとビー
ム当たり１６．９５msecである。２．０°、４．０°、
６．０１°、８．０３°、１０．０５°、１２．０９°
及び１６．２２°の方位走査角で走査されるビームで
は、式（２）のＳＬの値は僅か０．８９dBの最大値に達
するが、これは１dBの利得余裕を越えない。この為、方
位の横方向からφ＝１６．２２°未満だけ離れたビーム
では、余裕が０を越える。φ＝１８．３１°では、両方
向走査損失（ＳＬ）は式（２）から次の様に計算され
る。
【００６４】 ＳＬ＝−５０Ｌｏｇ［（ cos１．２ cos１８．３１ cos１５ ＋ sin１．２ sin１５）／ cos（１５−１．２）］ ＳＬ＝５０Ｌｏｇ［．９２２２４０８／．９７１１３４３］ ＳＬ＝１．１２３dB これは、利用し得る１dBの余裕を０．１２３dB越える。
従って、θ＝１．２°、φ＝１８．３１°のビームで
は、少なくとも０．１２３dBに対応する分だけ、パルス
の数を増加することにより、余裕を増加しなければなら
ない。これは次の式で計算される。
【００６５】
【数３】 Ｎ２／Ｎ１＝１０dB/10 （３） こゝでＮ２は新しいパルス数であり、Ｎ１は初めのパル
ス数である。０．１２３dBについて計算すると、式
（３）からＮ２／Ｎ１の比は１０ 0.123＝１．０２９に
なる。従って、パルス数を２．９％増加すると、１．２
°の迎角及び１８．３１°の方位角のビームに対する走
査損失が埋合される。然し、追加することが出来る最も
小さいパルス数は１であり、コヒーレント処理期間１
（ＣＰＩ１）の場合、これがパルス数を９４４HzのＰＲ
Ｆでは８から９に、そしてＣＰＩ２では、１，１８０Hz
のＰＲＦで１０から１１に増やす。図２０の表に示す様
に、φ＝１８．３１°では、走査時間はＣＰＩ１では
９．５３msecに、そしてＣＰＩ２では９．３２msecに伸
びる。
【００６６】パルスの数が増加したことによる電力利得
の増加は、次の式で計算することが出来る。
【００６７】
【数４】 ｄＢ＝１０ ｌｏｇ10Ｎ２／Ｎ１ （４） φ＝１８．３１°で、パルスが８個から９個に増加した
場合、式（４）から０．５１dBの余分の電力利得が得ら
れ、パルスが９個から１０個に増加したことは、０．４
５dBに対応する。
【００６８】当然予想される様に、パルスの数が８から
９並びに１０から１１に増加することにより、１つより
多くの方位角の増分に対し、十分な余分の余裕が得られ
る。φ＝２０．４３°（図２０）では、式（２）から、
ＳＬ＝１．４０３dBである。正味の実効余裕が少なくと
も１．４５dB（もとの１．０dB）に、０．５１dB及び
０．４５dBの内の小さい方を加えた値であるから、φ＝
２０．４３°では、φ＝１３．３１°で使った数に較べ
て、パルス数を増加する必要はない。
【００６９】θ＝１．２°、φ＝２２．５８°（図２
０）のビームは（式（２）から）走査損失ＳＬ＝１．７
２２dBであり、これはＣＰＩ１及びＣＰＩ２に於ける夫
々の実効余裕１．５１及び１．４５を夫々０．２１２dB
及び０．２７２dB越える。式（４）を使うと、２２．５
８°に於けるパルス数は、ＣＰＩ１に対しては、少なく
ともＮ２／Ｎ１＝１．０５０（０．２１２dBに対応す
る）に、そしてＣＰＩ２に対してはＮ２／Ｎ１＝１．０
６５（０．２７２dBに対応する）に増加しなければなら
ない。この増分も、パルス数としては整数しかない。Ｃ
ＰＩ１でパルス数を９から１０に、そしてＣＰＩ２でパ
ルス数を１１から１２に増加すると、電力利得余裕が０
dBより上に保たれる。
【００７０】一般的に、特定のＣＰＩに対する角度φに
於ける実効余裕ＥＮは次の様に計算することが出来る。
【００７１】
【数５】 ＥＭ＝ＩＭ＋１０ ｌｏｇ10Ｎ２／Ｎ１＋５０ ｌｏｇ10ρ （５） Ｎ１は出発時のパルス数（図２０−３５の例では８又は
１０）、Ｎ２は使われる実際のパルス数、ＩＭは特定の
迎角に於ける初期の余裕で、迎角１．２°の場合は１dB
であり、ρは式（２）について定義されている。
【００７２】ＣＰＩ１（図２０）で方位の横方向の時、
もとの８個のパルスに較べて１１個のパルスを用いる
と、θ＝１．２°φ＝２２．５８°に於ける実効余裕
は、式（５）から次の様に計算することが出来る。
【００７３】 ＥＭ＝１＋１０ ｌｏｇ10１０／８＋５０ ｌｏｇ10０．９２３８ ＥＭ＝１＋０．９６９−１．７２２＝０．２４７ ＣＰＩ２では、余裕は、 １＋１０ ｌｏｇ10１２／１０−１．７２２＝１．７９１−１．７２２ ＝０．０６９ これは十分である。
【００７４】θ＝１．２°、φ＝２４．７７°のビーム
では、式（２）から、ＳＬは２．０８４dBと計算され、
従って、１．０dBの横方向余裕に較べて、少なくとも
１．０８４dB余裕が必要である。式（３）から Ｎ２／Ｎ１＝１０ 1.084/10 ＝１．２８４ Ｎ１＝８（ＣＰＩ１の場合）、Ｎ２＝１．２８×８＝１
０．２７であって、これは整数ではない。この条件は、
１１個のパルスによってのみ充たすことが出来るが、Ｎ
１＝１０（ＣＰＩ２の場合）、式（３）からＮ２＝１
２．８４であり、これは１３個のパルスを必要とする。
こう云う数１１及び１３が、φ＝２４．７７°の場合に
ついて、図２０の表に示してある。
【００７５】θ＝１．２°及びφ＝２６．９９°のビー
ムの場合、式（２）から、ＳＬ＝２．４８９であり、従
って、横方向に利用し得る１dBの時の初期余裕に較べ
て、少なくとも１．４８９dBの余分の余裕が必要であ
る。１．４８９dBの利得に対して要求される比Ｎ２／Ｎ
１は、式（３）から次の様に計算される。
【００７６】 Ｎ２／Ｎ１＝１０ 1.489/10 ＝１．４０９ Ｎ１＝８（ＣＰＩ１の場合）では、Ｎ２＝１．４０９×
８＝１１．２７であり、これは１２個のパルスによって
充たされる。Ｎ１＝１０（ＣＰＩ２の場合）では、Ｎ２
＝１．４０９×１０＝１４．９であり、これは１５個の
パルスによって充たされるが、この何れも図２０の表に
示されている。
【００７７】こう云う計算は、普通にやれば面倒くさい
が、コンピュータ・プログラムによって実施することが
出来、こうして所望の余裕を達成する為に、横方向から
ずれた角度で必要な最小限のパルス数を決定することが
出来る。こう云う計算結果が、１．２００°の迎角の走
査の他の方位角に対し、図２０の表に示されている。
【００７８】図２０の最後の例として、φ＝４４．２９
°のビーム角では、ＳＬ＝−７．２１２dBであり、従っ
て横方向の余裕に較べて、６．２１２dBの余分の余裕が
必要である。６．２５に対応する比Ｎ２／Ｎ１は４．１
８である。ＣＰＩ１では、Ｎ２＝４．１８×８＝３３．
４４であり、これはＮ２＝３４によって充たされる。Ｃ
ＰＩ２では、Ｎ２＝４．１８×１０＝４１．８であり、
これはＮ２＝４２個のパルスによって充たされる。
【００７９】図２１乃至３５は、図１９のリストに示し
た２°、７°及び１２．５°の走査（走査１４，１５及
び１６）を含めて、３．８°から５７°までの迎角θに
於ける種々の個々のビームに対するパルス数を表で示し
ている。種々の迎角θに対する初期余裕（ＩＭ）又は方
位の横方向に於ける余裕が、図２０−３５に付した文字
符号と共に、表IIに示されている。表IIで、最大の初期
余裕はθ＝１５°の時ではない。これは、迎角の増加と
共に大気損失が減少すると共にパルス幅が減少する効
果、並びにθ＝１５°の横方向からの離れた時の走査損
失の効果の為である。
【００８０】
【表２】 表 II 図 公称θ ＩＭ（dB） 図 公称θ ＩＭ（dB） 20 1.2° 1.0 28 34.0° 2.5 21 3.8 1.6 29 39.5 2.5 22 8.0 2.1 30 45.3 2.5 23 12.4 2.3 31 51.2 2.5 24 15.8 2.3 32 57.2 2.5 25 19.6 2.4 33 2 2.4 26 24.0 2.4 34 7.2 2.4 27 28.8 2.5 35 12.5 2.4 前に図１３ａの説明で述べた様に、方位方向及び迎角方
向で、各々のビームと隣りのビームとの公称の重なり
は、表向きは３dBであり、両方向損失は公称６dBにな
る。多くのビームは、公称状態のもとでは、過剰の利得
余裕を有する。あるビームの重なりを３dB以外の値に調
節し、この余裕の減少を活用してビームを一層隔てるこ
とにより、この過剰の余裕を減少することが可能であ
る。ビームが、３dBの輪郭での重なりによって許される
以上に、大幅に隔たっていると、空間のある容積をカバ
ーするのに必要なビームの数が一層少なくなる。使うビ
ームの数が一層少なくなると、その容積を走査する為の
１組のビームを順次進むシーケンスに必要な時間が短縮
される。この為、ビームの間で利得余裕を一層同じに近
くなる様にし、容積走査に対する占有時間を短縮すると
云う利点が得られる。前に述べた様に、ペンシル形ビー
ムの公称３dBのビーム幅は約３°であり、従って、その
迎角は３°よりも大きく隔たっていると予想される。図
１９の列Ｉ及びIIを見れば、走査２及び３のビームが、
迎角で４．２７８°隔たり、走査３及び４が４．３３８
°隔たり、走査４及び５が３．４４８°隔たることが認
められよう。他の走査のビームの角度間隔も容易に計算
される。迎角のこの様な隔たりは、約７dBの一方向又は
１４dBの両方向損失に対応する。公称３dBの重なりで
は、ビームの方位方向の隔たりは公称値の約３°にとゞ
まる。
【００８１】前に述べたように、２つのＰＲＦのパルス
の組の逐次的に重なり合うペンシル形ビームが送信さ
れ、各組のパルス数は、電力利得余裕を維持する為に、
横方向からずれた角度では増加する。距離の曖昧さを減
ずる必要性を考慮に入れず、所望の一層短い距離をカバ
ーする為に、各々のビームに対して一層高いＰＲＦが選
ばれる。即ち、図１９で、走査＃１は設計距離は約１１
１km（列III ）または６０nmである。１レーダ・マイル
（送信機から１法定マイルの所にある標的まで行って、
それから送信機に戻って来る往復）に対して約１２．４
μＳの場合、６０nmでは、パルス圧縮が出来る様にする
為に７４４μＳに１００μＳを加えたパルスの持続時間
が必要であって、合計８４４μＳになるが、これは約
１，１８０Hz（列VI）のＰＲＦによって満足される。式
（１）から、λ＝０．１０７ｍ及びＮ＝８個のパルス／
組と仮定すると、ドップラー・フィルタ幅は７．８９m/
sec であり、これは１５．３ノットに対応する。図１９
の表に示す走査＃５では、一層大きい５，３７０のＰＲ
Ｆにより、ドップラー・フィルタ幅は３５．９ｍ／秒
（６９ノット）になり、１０，７００HzのＰＲＦを使う
走査＃９では、ドップラー・フィルタ幅は約７２ｍ／秒
（１４０ノット）になり、走査＃１３（ＰＲＦ＝１６，
５００Hz）では、１１０ｍ／秒（２１４ノット）にな
る。商業用航空機の着陸速度は、約１２０ノットの範囲
内にある傾向があり、空港の近辺に於ける半径方向の速
度成分が１４０ノットを越えることはめったにない。従
って、約１０，０００Hzより高いＰＲＦを持つ走査で
は、全ての標的が最低のドップラー・フィルタ又は群ド
ップラー・フィルタに入ると予想することが出来る。こ
れは、全ての標的が混ざり合うので、不利である。前に
述べたこの発明のビーム多重化の特徴に従って、送信を
サブセットのビームの間でサイクル的に進め、こうして
高い容積走査速度を達成しながら、小さい速度ビンを達
成する為に小さい実効ＰＲＦを達成する。
【００８２】図４−７に示す装置の動作は、ブロック８
０に付設されたレーダ計画及び制御プログラム（ＲＳＣ
Ｐ）によって制御される。ＲＳＣＰ指令が、レーダ制御
コンピュータ（図３のＲＣＣブロック７８）によって実
行される。図４−７の装置は、容積を実効的に走査する
為に捜査容積全体にわたって位相調整形アレーのペンシ
ル形ビームを選択し、各々のビーム位置でレーダ信号を
送信し、有効範囲の容積内にある標的から反射された信
号を受信し、受信信号をディジタル化してバッファに入
れ、その後、標的の存在を検出する為に、受信信号を処
理し、和及び差チャンネルで受信した戻りを表わすデー
タから、検出された標的の距離及び角度位置を計算し、
標的に対して走査しながら追跡すると云う追跡処理を実
施し、追跡した標的の情報を、他の象限を受持つ同様な
装置及び外部のユーザに分配する。これは上に述べた通
りであるが、更に詳しくこれから説明する。
【００８３】図４−７の装置の動作について説明する
と、レーダ制御コンピュータ（ＲＣＣ）にあるレーダ計
画制御プログラム（ＲＳＣＰ）ブロック８０が、経路７
９を介してタイミング及び制御装置ブロック５８からタ
イミング及び状態情報を受取り、計画制御ブロックの形
で、動作モード及び実行すべきレーダ停留順序の計画を
立てる。計画制御ブロックがＴＣＵ ５８に結合され
る。このＴＣＵがレーダ装置に指令を出して、逐次ビー
ム選択順序により、適切なペンシル形ビームによる「走
査」を実行させる。走査順序は、ある迎角から別の迎角
へと走査し、各々の迎角で種々のビームを選択すること
が出来る。例えば、ある時には、ＴＣＵ ５８は、１
２．３８１°の迎角で、図１９の走査＃４の表に示す様
に、３７．２５９kmの距離までの動作を指令することが
出来る。
【００８４】この説明では、１２．３８１°の迎角で公
称±４５°の方位走査（図１９の走査＃４）では、各々
のペンシル形ビームを最初に３，０９６HzのＰＲＦ１で
走査し、次に３，８７０HzのＰＲＦ２で走査することが
望ましいと仮定し、更に、この例では、ドップラー・フ
ィルタが速度「ビン」を１５ｍ／秒幅未満にする様に、
実効ＰＲＦを２，０００Hzより低く抑えることが必要で
あると仮定する。レーダのビーム多重化の特徴を用いた
２：１のビーム・インターレースを利用して、走査を実
施し、こうして図１９の表にある３，８７０HzのＰＲＦ
を２で除す。この場合の実効ＰＲＦ、即ちＥＰＲＦ１＝
１，５４８Hz及びＥＰＲＦ２＝１，９３５Hzは、実際の
ＰＲＦの半分である。希望によっては、３：１のインタ
ーレースを使い、ＥＰＲＦ１＝１，０３２Hz、ＥＰＲＦ
２＝１，２９０Hzにすることにより、実効ＰＲＦを更に
下げることが出来る。
【００８５】２：１のインターレースの場合、ビーム位
置の走査順序は、２つのビーム位置の各々で、所要数の
パルスが送信／受信されるまで、交互の送信／受信動作
で２つの方位位置の間の切換えを用いるものであっても
よい。例えば、１２．３８１°の迎角で±４５°に最も
近いビームは、図２３の表に示す±４４．１４°の方位
位置である。表に示す様に、±４４．１４°では、３，
０９６のHzのＰＲＦ１（ＣＰＩ１）の２３個のパルスが
＋４４．１４°で必要であり、−４４．１４°では更に
２３個のパルスが必要であり、合計するとＣＰＩ１では
４６個のパルスになる。制御順序は、最初に図４−７の
ビーム方向ぎめ論理回路（ＢＳＬ）４８により、１２．
３８１°の迎角で＋４４．１４°の方位にビームを差向
け、装置から最初のパルスを送信させ、次に依然として
＋４４．１４°のまゝ、受信モードに切換える。０．３
２３msecのパルス間期間の間、最初のパルスの後、図２
３の表に示す様に、方位＋４４．１４°、迎角＋１２．
３８１°にビームを保ち、これによって約２６nmの短距
離からの戻りを受信することが出来る様にする。ビーム
方向ぎめ論理制御回路４８は、この後、ビームを−４
４．１４°に方向ぎめする様に変更し、次の送信／受信
（Ｔ／Ｒ）サイクルを３，０９６Hzで実行し、更に０．
３２３msecを使う。こゝで、合計４６個の内の３，０９
６Hzの２個のＴ／Ｒが実行されているが、２つのビーム
位置の各々では１つのＴ／Ｒ順序しか実行されていな
い。＋４４．１４°で送信された最初のパルスは、２番
目のパルス間期間の間、外向きの移動を続け、次第に弱
くなる。アンテナ・ビームが−４４．１４°に差向けら
れている期間中に、装置に戻って来る標的からの戻りが
あれば、それはアンテナ・ビームの外側のサイドローブ
によって受信され、実質的には失われる。この為、ＰＲ
Ｆが３，０９６Hzではなく、１，５４８Hzであったかの
様に、３，０９６Hzの＋４４．１４°のビームの曖昧で
ない距離が増加する。この後、ＴＣＵ ５８からの指令
により、ＢＳＬ ４８がアンテナ・ビームを＋４４．１
４°の方位位置へ戻し、３番目のパルスを送信する。
３，０９６Hzで、３番目のパルス間期間の終りになるま
で、ビームはこの位置にとゞまる。次にアンテナ・ビー
ムを再び＋４４．１４°に差向けると、約４６kmより大
きい距離の所で、−４４．１４°のビームの方向にある
標的からの戻りは、アンテナ・ビームのサイドローブで
失われる。装置は、各々のビーム位置に対して２３個の
Ｔ／Ｒサイクルが完了するまで、異なる交互の２つのビ
ーム位置でのＴ／Ｒサイクルの順序を実行し続ける。方
位±４４．１４°、迎角１２．３８１°に対し、３，０
９６Hzの４６回の順序の全体は１４．msecを使う。迎角
１２．３８１°で交互の±４４．１４°の位置で３，０
９６Hzのパルスの４６個の順序の後、ＲＳＣＰ８０は、
図１９−３５に対応する内部メモリを参照し、２つのイ
ンターリーブ順序を指示する。その各々は２８個のパル
スで３，８７０HzのＰＲＦ２（図１９の走査＃４のＰＲ
Ｆ２）であって、方位±４４．１４°、迎角１２．３８
１°（図２３のＣＰＩ２）である。これが２×７．２４
msec、即ち、１４．４８msecを使う。これによって、こ
の特定の容積走査で迎角１２．３８１°、方位±４４．
１４°での活動が完了する。迎角１２．３８１°及び方
位±４４．１４°での送信及び受信の後、ＲＳＣＰ ８
０が、同じくインターレース形で、迎角１２．３８１°
で±２６．５１°の方位で３，０９６Hzの２×９＝１８
個のパルスを指示し、その後３，８７０Hzで２２個の
２：１インターレース形パルスを送出す。後で表VII に
ついて述べる様に、特定の迎角のビームが交互に使わ
れ、１２°の最小の角度の隔たりを保って、前の送信を
行なった時のビームからの戻りを排除する。
【００８６】図４−７に示したこの発明の１形式では、
制御タイミングが予めプログラムされたメモリによって
定められている。図４−７のレーダ制御コンピュータ
（ＲＣＣ）７８は、ＲＳＣＰプログラム・ブロック８０
を実行しながら、ビーム位置、ＰＲＦタイミング・パラ
メータ、パルス幅、計測距離、減衰器の設定、偏光の設
定の順序及びまとめるべきパルス数を内部メモリから呼
出すか又はそれを表わすデータを計算し、このデータを
タイミング制御装置（ＴＣＵ）５８に送ると、このタイ
ミング制御装置がビーム位置データ及びＴ／Ｒタイミン
グ制御信号を、アンテナ・ブロック１９の各々のＴ／Ｒ
モジュールにあるＢＳＬ ４８に送る。このＢＳＬが、
ＴＣＵブロック５８から受取った同期信号が順序内の次
のビームを実行すべきことを指示する時刻に、アンテナ
がビームを所望のビーム位置へ方向ぎめするようにする
のに適切な移相指令を、各々のＴ／Ｒモジュール２６内
にある各々の移相器（図３の２１０）に対して計算して
分配する。この装置は、ＲＣＣ ７８内の１個のメモリ
が、レーダ動作順序を制御し、その為、メモリのプログ
ラムのやり直し又は取替えによって、容易に変更するこ
とが出来、その一方、ＴＣＵ ５８内の異なる別のメモ
リがビーム位置を制御し、同様にプログラムのやり直し
が出来ると云う利点があるが、ＲＣＣブロック７８とＴ
ＣＵブロック５８の間、及びＴＣＵブロック５８とＢＳ
Ｌブロック４８の間で同じ様なデータの流れが必要であ
り、その為に、データ速度を非常に高くすることが出来
る比較的幅の広い（同時ビット数の多い）データ母線が
必要であると云う欠点がある。
【００８７】やはり図４−７に示した別の形のビーム方
向ぎめ制御及びタイミングでは、アンテナがビーム位置
及びＴ／Ｒ順序（この順序は前に述べたものと同じであ
ってよい）を実行するのに必要な移相の順序全体が、各
々のアンテナのＴＲモジュールに記憶されていて、ＢＳ
Ｌは単に、ＴＣＵブロック５８から受取った同期信号が
ビーム位置を変更する時刻を知らせた時に、何時でも移
相器の設定についてメモリの順序のルックアップを行な
う様になっている。方向ぎめを制御する方法のこの別の
方式では、ＲＣＣが、順序全体に対する１個の選定子を
ＴＣＵに転送すると、このＴＣＵが１個の選定子をＢＳ
Ｌに送り、こうしてビーム位置の所望の順序を実行する
のに必要なデータ通路の活動を大幅に減少する。この２
番目の方式は、必要な母線が縮小するが、各々のＴＲプ
ロセッサ・モジュールは、予めプログラムされたメモリ
を持っており、その為、制御順序、ビームの方向等を変
更するには、多くのメモリの取替え又はプログラミング
のやり直しを必要とする。
【００８８】１回のＴ／Ｒサイクル（１つのＰＲＦで１
つのビーム位置で１つのパルス）の間、図４−７のＴＣ
Ｕ ５８が、位相設定を変更すべき時、モジュールを送
信用にすべき時、及びモジュールを受信用にすべき時を
知らせる同期／制御信号を各々のモジュールにあるＢＳ
Ｌに送る。
【００８９】図４−７のタイミング制御装置５８が、Ｔ
／Ｒサイクルの初めとアンテナ・モジュールを同期させ
ている間、この装置は、パルス幅、送信パルス・コード
及びＰＲＦのタイミングを波形発生器（ＷＦＧ）５４に
対して選定すると共に、Ｔ／Ｒ装置５０を送信用に構成
する。その後、タイミング制御装置５８がＷＦＧ ５４
に対して開始信号を出し、低レベルのＲＦパルス波形が
ＷＦＧ ５４からＴ／Ｒ ５０を介してＲＦ給電部３０
へ送られる様にし、こうしてこのＲＦが放射され、そし
て受信されて内側アンテナ２８（図１）を介して各々の
Ｔ／Ｒモジュール２６に結合され、各々のＴ／Ｒモジュ
ールで移相されると共に増幅され、関連する外側アンテ
ナ・エレメント２２に結合され、外部の環境へ放射され
る。図４−７のタイミング制御装置５８は、パルスの持
続時間を計時し、パルスの送信の終りに、必要な場合、
アレー・アンテナ１９に対する制御信号を出し、これに
よって各々のＴＲモジュールを受信用に構成する。更
に、送信パルスの終りの瞬間に、ＴＣＵ ５８がＴ／Ｒ
５０に制御信号を送り、それを、ＲＦ給電部３０から
の受信エネルギがあれば、このエネルギを受信機／アナ
ログ信号プロセッサ（ＲＣＶＲ／ＡＳＰ）５２へ結合す
る様に構成すると共に、ＷＦＧ ５４に対して別の制御
信号を出して、ＲＣＶＲ／ＡＳＰ ５２に対して発振器
基準信号を供給させる。発振器基準信号は受信信号があ
れば、それがコヒーレントに下向き変換される様にす
る。基準信号を発生する為のＷＦＧ ５４に対する指令
と同時に、ＴＣＵ ５８は、ＡＤＣ及びバッファ６２に
対するディジタル化用タイミング信号を送り始め、受信
信号をディジタル化してバッファ・メモリに記憶される
様にする。バッファ・メモリがＤＣＵ ５８によって、
ビーム毎に、距離の順序で、収集された戻り信号を構成
する様に制御されるが、これは後で更に詳しく説明す
る。例えば迎角２°、方位＋３１．５８°でＣＰＩ１の
８個のパルスと、それと入り混じった迎角２°、方位−
３１．５８°のＣＰＩ１の８個のパルスと云う様に、２
つのビームによって送信された１組のパルスによって標
的が照射されると、標的からの戻り又は反射を表わすデ
ータが、ディジタル化され、図４−７のＡＤＣ及びバッ
ファ６２のバッファ・メモリに記憶される。ＴＣＵ ５
８がタイミング及び制御信号をディジタル信号プロセッ
サ（ＤＳＰ）６８に対して出し、ＤＳＰ ６８にメモリ
・バッファからのデータの処理を開始させる。
【００９０】ＢＭＰＸ順序の１つの部分にあるビームの
数が奇数であり、別の部分にある数が偶数である場合、
それでも、偶数の組のパルスを奇数の組のパルスの間の
すき間にインターリーブにすることにより、２対１の多
重化を依然として行なうことが出来る。簡単な例とし
て、ＰＲＦが等しいパルス８個のビームｂ８及びパルス
９個のビームｂ９を多重化する場合、パルスをｐ１ｂ
８，ｐ２ｂ８，ｐ３ｂ８……ｐ８ｂ８，及びｐ１ｂ９，
ｐ２ｂ９……ｐ９ｂ９と記すことにすれば、パルス９個
の組のパルスが８個のパルス間のすき間又は間隔を持つ
ことが理解されよう。パルスの組ｂ８の８個のパルス
が、パルス９個の組のパルス間間隔に「挿入」され、こ
の時、パルス１９個の順序ｐ１ｂ９，ｐ１ｂ８，ｐ２ｂ
９，ｐ２ｂ８，ｐ３ｂ９，ｐ３ｂ８，ｐ４ｂ９，ｐ４ｂ
８，ｐ５ｂ９，ｐ５ｂ８，ｐ６ｂ９，ｐ６ｂ８，ｐ７ｂ
９，ｐ７ｂ８，ｐ８ｂ９，ｐ８ｂ８，ｐ９ｂ９によって
所望の２対１の多重化が達成され、ｂ８及びｂ９のＰＲ
Ｆは実効的に半分になる。インターリーブの為に他のビ
ームの組が利用出来る様になるまで、ビームの組を遅延
させると云う様な、全体的には同じ形式であるがこの他
の更に複雑なインターリーブ方式を使うことが出来る。
その簡単な例は、別のパルス４個の組が利用出来るま
で、パルス４個の組とパルス９個の組を遅延させ、上に
述べたパルス８個及び９個の組の場合の様に、パルス４
個の２つの組をパルス９個の組と一緒に計画することが
出来る。奇数ビーム順序では、ＰＲＦのタイミングを保
つ為に、他の目的には何等必要ではない１つ又は２つの
追加のビームを計画することが必要になることもある。
これによってビーム多重化順序を走査するのに必要な合
計時間が長くなるが、これは捜査容積全体にわたり、約
２％以上にはならないと予想され、おそらくそれ未満で
あろう。この２％は、最悪の場合を考えて、図１９の走
査１３の４６８個のパルスに対し、余分の１０個のビー
ムを使う場合を基にしており、１０／４６８＝２．１％
である。
【００９１】この発明の１実施例では、図４−７のＡＤ
Ｃ及びバッファ６２のバッファ・メモリ部分（別個に示
してない）は二重ポート読取／書込みランダムアクセス
・メモリ（ＲＡＭ）であって複数個のメモリ位置を持
ち、交互に「ピンポン」式に動作して、バッファがＡ／
Ｄ変換器からのデータを記憶区域の１つの部分に集める
ことが出来る様にすると共に、その間、既に前のデータ
がロードされている記憶区域の別の部分を処理の為にＤ
ＳＰに読出すことが出来る様にする。
【００９２】図４のＡＤＣ／バッファ６２にあるメモリ
・バッファの別の実施例では、２つの単独ポート読取／
書込みメモリＡ及びＢを使うと共に、メモリとＡＤＣと
ＤＳＰ ６８の間で、データ／アドレス／制御入力及び
出力を適切に切替えることにより、バッファ・メモリが
構成される。その切換えの論理は、レーダ標的の戻りデ
ータが収集されて１つのメモリ、例えばＡに記憶され、
その間ＤＳＰ ６８が他方のメモリＢからデータを読出
して処理する様になっている。現在のデータ収集／デー
タ処理サイクルが終わると、メモリ切換え論理回路が次
にメモリＢを次の標的データ収集サイクルに使う様に
し、前の収集サイクルの間に収集されたメモリＡにある
標的戻りデータが読出され、ＤＳＰ ６８によって処理
される。
【００９３】当業者であれば、収集されるデータ量に従
って、何れの実施例のメモリの規模もどの様に決める
か、ＤＳＰがデータを処理し得る速度をどの様に決定す
るか、そしてレーダ・データ処理のストリームが、レー
ダ・データ収集動作に不当な制約を加えない様に、夫々
の分野の兼合いをどうするかを承知していよう。
【００９４】ＡＤＣ及びバッファ６２のメモリとして、
二重ポートＲＡＭを使うこの発明の実施例では、メモリ
の２つの入力／出力ポートの内の一方を、ディジタル化
データをメモリ・バッファに書込む為にＡ／Ｄ変換器
（ブロック６２の一部分）の出力に接続し、２番目のＩ
／ＯポートをＤＳＰに接続して、ＲＡＭからディジタル
化データを読出して、処理の為にＤＳＰに読込む。当業
者であれば、各々のポーに於ける読取／書込み動作が、
バッファＲＡＭメモリのアドレス・レジスタに所望のデ
ータのメモリ・アドレス位置をロードし、読取でも書込
みでも、バッファに制御入力をセットし、データをバッ
ファから出し入れする時刻になった時、バッファにデー
タ転送信号を供給することによって制御されることを承
知していよう。更に当業者であれは、バッファの各々の
Ｉ／Ｏポートに於ける読取／書込み動作は、両方のポー
トで同時に同じ記憶位置がアクセスされない限り、独立
していることを承知していよう。この構成により、ディ
ジタル化されたデータをメモリに逐次的に記憶し、後で
異なる順序で読出すか、或いはその代りに、データを他
のある順序で記憶し、後で逐次的に読出すことが出来
る。何れの場合も、順序は任意に選ばれ、メモリに付設
されたメモリ・アドレス・レジスタに印加されるアドレ
スの順序によって完全に決定される。
【００９５】ビーム多重化制御が、従来の方式では、デ
ータを発生する為に利用されず、距離の曖昧さを少なく
する為に使われる「不働」時間であった時間を利用する
ことにより、全体的な走査時間を短縮する。各々のペン
シル形ビームに対するこう云う「不働」時間を使って、
他のペンシル形ビームの送信及び受信を行なう。然し、
ディジタル信号処理アルゴリズムは、同じビームから取
出したパルスの順序を受取る様に普通の様に構成されて
いて、２つ又は更に多くのビームから来た混じりあった
情報を処理するには適していない。そこで、ビーム多重
化制御を使う時、受信信号の順序を変更する必要が生ず
る。その為、ＡＤＣ／バッファ６２に付設されたバッフ
ァを使って、１組のビーム、例えば２本のビームに関連
する多重化される全ての受信データを記憶し、このデー
タは、読出す時、１つのペンシル形ビームだけから取出
されたデータ・ストリームがこの後に続くディジタル信
号プロセッサに供給される様に、順序を変えられる。こ
れによって、ドップラー、パルス圧縮、並びにコヒーレ
ント及び非コヒーレントなまとめ、コヒーレント及び非
コヒーレントな移動標的表示（ＭＴＩ）、互い違いＭＴ
Ｉ及び周波数ダイバーシティ非コヒーレント処理を含む
その他の形式の処理を含めて、従来使われていた任意の
ものと同様なディジタル信号処理アルゴリズムをビーム
多重化制御に使うことが可能になる。この発明のこう云
う一面により、「ビーム多重化」制御をパルス毎に実施
し、メモリ記憶動作の１つの順序でデータを収集し、後
で所望の処理に適切な異なる順序で、ＤＳＰに印加する
為に、メモリからデータを読出すことが出来る。これは
全てＴＣＵ ５８の制御のもとに行なわれる。このＴＣ
Ｕ ５８が、データ収集及びデータ処理の為のメモリ・
アドレス順序を決定する。ＴＣＵ ５８はビームの数、
パルスの数、及び計測距離の始め及び終りの値に関する
データを受取って、メモリ・アドレスの順序を計算し又
は発生する計算論理回路又は記憶メモリ論理回路を含
む。メモリ・アドレスの順序が、ＡＤＣ及びバッファ６
２のバッファ・メモリ部分のアドレス入力ポートに印加
され、データ処理の為に逐次的な読取が出来る様にする
順序で、ディジタル化された信号サンプルがメモリに記
憶され又は書込まれる様にする。バッファ６２にデータ
を逐次的に記憶すると共に、ＴＣＵ ５８にある計算論
理回路からの読取メモリ・アドレス順序を印加して、Ａ
ＤＣ／バッファ６２のバッファの出力ポートに、例えば
ＦＦＴプロセッサによって要求される様なある別の順序
でデータを読出し、こうしてＤＳＰブロック６８での処
理にとって適切なデータ順序を達成することが出来る。
【００９６】１９８２年２月１６日に付与された米国特
許第４，３１６，２１９号には、テレビジョンの場合に
ついて、複雑な同期順序を作る為にメモリを使う場合が
説明されており、１９８３年１０月２５日に付与された
米国特許第４，４１２，２５０号には、同じ目的の為に
規模を縮小したメモリを使うことが記載されている。読
取及び書込みの間に異なる順序を用いてメモリをアドレ
スすることが、ＦＦＴプロセッサの場合について、例え
ば１９９０年８月１０日に出願された係属中の米国特許
出願通し番号第０７／５６５，０７９号に記載されてい
る。
【００９７】バッファ制御がどの様に行なわれるかを更
に例示する為、各々のビーム位置に４個のパルス（合計
８個のパルス）を用い、標的からの戻りによるデータが
入る距離セル又は時間スロットが３つある様な、２つの
ペンシル形ビームの位置に関する簡単な例を述べる。デ
ータが、ディジタル・パルス・ドップラー処理の為に収
集される。データが収集され、図３のＡＤＣ及びバッフ
ァ６２のメモリに逐次的に記憶され、その後、ＤＳＰ
６８にロードする為に、正しい順序で読出される。当業
者であれば、パルス・ドップラー処理を実施する為の適
正な読取順序は、あるビーム位置で所定の距離セルに対
するデータを、そのビーム位置でそれを収集したのと同
じ時間順序で読取ることであることを承知していよう。
表III は、全てのデータが収集された後のメモリにある
データの構成を示す。
【００９８】
【表３】 表 III メモリ・アドレス データ内容 １ Ｂ１ Ｐ１ Ｒ１ ２ Ｂ１ Ｐ１ Ｒ２ ３ Ｂ１ Ｐ１ Ｒ３ ４ Ｂ２ Ｐ２ Ｒ１ ５ Ｂ２ Ｐ２ Ｒ２ ６ Ｂ２ Ｐ２ Ｒ３ ７ Ｂ１ Ｐ３ Ｒ１ ８ Ｂ１ Ｐ３ Ｒ２ ９ Ｂ１ Ｐ３ Ｒ３ １０ Ｂ２ Ｐ４ Ｒ１ １１ Ｂ２ Ｐ４ Ｒ２ １２ Ｂ２ Ｐ４ Ｒ３ １３ Ｂ１ Ｐ５ Ｒ１ １４ Ｂ１ Ｐ５ Ｒ２ １５ Ｂ１ Ｐ５ Ｒ３ １６ Ｂ２ Ｐ６ Ｒ１ １７ Ｂ２ Ｐ６ Ｒ２ １８ Ｂ２ Ｐ６ Ｒ３ １９ Ｂ１ Ｐ７ Ｒ１ ２０ Ｂ１ Ｐ７ Ｒ２ ２１ Ｂ１ Ｐ７ Ｒ３ ２２ Ｂ２ Ｐ８ Ｒ１ ２３ Ｂ２ Ｐ８ Ｒ２ ２４ Ｂ２ Ｐ８ Ｒ３ 表III の逐次的なメモリ・アドレスは、データを収集し
た時間順序に対応しており、Ｂ１及びＢ２は、夫々ビー
ム位置１及び２に対応する。Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３……Ｐ８
は送信パルス１乃至８を夫々表わし、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３
は夫々距離セル１乃至３にある受信信号を表わす。
【００９９】表III について説明すると、最初のパルス
（Ｐ１）がビーム１（Ｂ１）で送信され、その後のパル
ス間期間の間、装置は聴取にまわる。パルス間期間が、
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３と記された時間に対して逐次的な３つ
の部分に分割される。最初の期間（Ｒ１）に到着する戻
りが、メモリ・アドレス又は位置１に結合され、距離が
最も短い標的を表わす。これより長い距離（Ｒ２）の標
的はその後に受信され、メモリ位置２に結合される。最
も遠い標的（Ｒ３）は、最初のパルス間期間の終る直前
に戻って来て、メモリ位置３に送られる。その後、装置
は２番目のビーム（Ｂ２）に切換え、２番目のパルス
（Ｐ２）を送信する。最も短い距離（Ｒ１）からの最も
速い戻りがまとめられ、メモリ位置４に結合される。同
様に、２番目のパルスから得られた中位の距離セルに対
する標的からの戻り（Ｒ２）がメモリ位置５に結合さ
れ、長い距離セルからの戻り（Ｒ３）がメモリ位置６に
送られる。パルス３がビーム１（Ｂ１）で送信され、夫
々短い距離、中位の距離及び長い距離の戻りＲ１，Ｒ
２，Ｒ３が夫々メモリ位置７，８，９に記憶される。残
りの戻りの分布は、表III とこれまで述べた所から明ら
かであろう。
【０１００】表III に示した簡単なビーム当たりパルス
４個の例では、メモリからＤＳＰに読出す為のメモリ制
御信号は、パルス４個のドップラー処理を実施するのに
必要な順序で、データをＤＳＰに送込む様な順序でなけ
ればならない。パルス８個の処理ではなくパルス４個の
処理を使うのは、ビーム１（Ｂ１）に４個のパルスが一
意的に関係しており、Ｂ２に４個のパルスが一意的に関
係しているからである。具体的に云うと、パルス１，
３，５，７がＢ１に関係し、パルス２，４，６，８がＢ
２に関係している。表IVに示す順序で、メモリ位置をア
ドレスすることにより、ＡＤＣ及びバッファ６２にある
バッファの読取を制御することによって処理が行なわれ
る。
【０１０１】
【表４】 表 IV メモリ・アドレス データ内容 １ Ｂ１ Ｐ１ Ｒ１ ７ Ｂ１ Ｐ３ Ｒ１ １３ Ｂ１ Ｐ５ Ｒ１ １９ Ｂ１ Ｐ７ Ｒ１ ２ Ｂ１ Ｐ１ Ｒ２ ８ Ｂ１ Ｐ３ Ｒ２ １４ Ｂ１ Ｐ５ Ｒ２ ２０ Ｂ１ Ｐ７ Ｒ２ ３ Ｂ１ Ｐ１ Ｒ３ ９ Ｂ１ Ｐ３ Ｒ３ １５ Ｂ１ Ｐ５ Ｒ３ ２１ Ｂ１ Ｐ７ Ｒ３ ４ Ｂ２ Ｐ２ Ｒ１ １０ Ｂ２ Ｐ４ Ｒ１ １６ Ｂ２ Ｐ６ Ｒ１ ２２ Ｂ２ Ｐ８ Ｒ１ ５ Ｂ２ Ｐ２ Ｒ２ １１ Ｂ２ Ｐ４ Ｒ２ １７ Ｂ２ Ｐ６ Ｒ２ ２３ Ｂ２ Ｐ８ Ｒ２ ６ Ｂ２ Ｐ２ Ｒ３ １２ Ｂ２ Ｐ４ Ｒ３ １８ Ｂ２ Ｐ６ Ｒ３ ２４ Ｂ２ Ｐ８ Ｒ３ 即ち、ビーム１（Ｂ１）から発する戻りＲ１が、メモリ
・アドレスに１，７，１３，１９を逐次的に読取ること
により、もとの受信順序、即ち送信順序Ｐ１ Ｐ３ Ｐ
５ Ｐ７で読取られ、その後、Ｂ１の４つのＲ２の戻り
が、アドレス２，８，１４、２０から、Ｐ１ Ｐ３ Ｐ
５ Ｐ７に対応するもとの受信順序で読取られる。その
後、Ｂ１の戻りＲ３が、メモリ位置３，９，１５，２１
から逐次的に読取られる。表IVに示す様に、ビーム２
（Ｂ２）の戻りを読取るのに同様な手順を使う。
【０１０２】更に複雑な例として、方位±４４．１４
°、迎角＋１２．３８１°でＣＰＩ１＝３，０９６Hzの
２×２３＝４６個のパルスを用いる、図２３について前
に述べた例を考える。セル３個の簡単な例の場合より
も、距離の分解能及び有効範囲を一層大きくする為に、
１００個の距離セルを使うと仮定して、表Ｖは、種々の
パルスから得られた戻りデータを送るべき位置を制御す
る逐次的なメモリ・アドレスを表の形で示している。
【０１０３】
【表５】 表 Ｖ メモリ・アドレス ビーム パルス 距離セル 1乃至 100 +44.14° 1 1乃至 100 101乃至 200 -44.14° 2 1乃至 100 201乃至 300 +44.14° 3 1乃至 100 301乃至 400 -44.14° 4 1乃至 100 401乃至 500 +44.14° 5 1乃至 100 501乃至 600 -44.14° 6 1乃至 100 ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ 4401乃至4500 +44.14° 45 1乃至 100 4501乃至4600 -44.14° 46 1乃至 100 勿論、コスト及び距離の分解能と距離の有効範囲の条件
により、使う距離セルの数をこれより多くしても少なく
してもよい。バッファ・メモリからデータを読取る為の
対応する順序が表VIに示されている。
【０１０４】
【表６】 表 VI メモリ・アドレス ビーム 距離セル パルス 1,201,401,601,…4401 +44.14° 1 1,3,5,7,…45 2,202,402,602,…4402 +44.14° 2 1,3,5,7,…45 3,203,403,603,…4403 +44.14° 3 1,3,5,7,…45 ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ 100,300,500,…4500 +44.14° 100 1,3,5,7,…45 101,301,501,…4501 -44.14° 1 2,4,6,8,…46 102,302,502,…4502 -44.14° 2 2,4,6,8,…46 103,303,503,…4503 -44.14° 3 2,4,6,8,…46 ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ 200,400,600,…4600 -44.14° 100 2,4,6,8,…46 図４−７のＤＳＰ ６８が、表VIに示す様に、ＡＤＣ及
びバッファ６２のメモリから読取ったデータを処理して
いる間、図４−７のＴＣＵ ５８が、ＣＰＩ２＝３，８
７０HzのＰＲＦで、迎角１２．３８１°、方位±４４．
１４°のビームに対する２×２８＝５６個のパルスから
なる２番目の順序から得られたデータを収集する様に、
アンテナＢＳＬ ４８、ＲＦ給電部３０、Ｔ／Ｒ装置５
０、ＲＣＶＲ／ＡＳＰ ５２及びＷＦＧ ５４を制御す
ると共に、表Ｖの場合と同様に、標的からの戻りデータ
を記憶する。
【０１０５】表VII は、実施する順序で、捜査動作モー
ドで迎角１２．３８１°のパルス順序全体を表で示して
いる。
【０１０６】
【表７】 表 VII 一象限のパルス数 パルス幅 方位位置（度） ＰＲＦ(Hz) （ビーム当り） (μsec) +44.14, -44.14 3096 23 10 +44.14, -44.14 3870 28 10 +26.51, -26.51 3096 9 10 +26.51, -26.51 3870 11 10 +41.35, -41.35 3096 19 10 +41.35, -41.35 3870 23 10 +24.24, -24.24 3096 8 10 +24.24, -24.24 3870 10 10 +38.68, -38.68 3096 16 10 +38.68, -38.68 3870 19 10 +22.01, -22.01 3096 8 10 +22.01, -22.01 3870 10 10 +36.10, -36.10 3096 13 10 +36.10, -36.10 3870 17 10 +19.82, -19.82 3096 8 10 +19.82, -19.82 3870 10 10 +33.61, -33.61 3096 12 10 +33.61, -33.61 3870 15 10 +17.66, -17.66 3096 8 10 +17.66, -17.66 3870 10 10 +31.18, -31.18 3096 10 10 +31.18, -31.18 3870 13 10 +15.52, -15.52 3096 8 10 +15.52, -15.52 3870 10 10 +28.82, -28.82 3096 9 10 +28.82, -28.82 3870 12 10 +13.41, - 1.00 3096 8 10 +13.41, - 1.00 3870 10 10 +11.31, - 3.05 3096 8 10 +11.31, - 3.05 3870 10 10 + 9.23, - 5.10 3096 8 10 + 9.23, - 5.10 3870 10 10 + 7.16, - 7.16 3096 8 10 + 7.16, - 7.16 3870 10 10 + 5.10, - 9.23 3096 8 10 + 5.10, - 9.23 3870 10 10 + 3.05, -11.31 3096 8 10 + 3.05, -11.31 3870 10 10 + 1.00, -13.41 3096 8 10 + 1.00, -13.41 3870 10 10 方位±４４．１４°、迎角１２．３８１°（表Ｖの内
容）の４６個のパルスからなる３，０９６Hzの順序が、
表VII の第１項として示されている。方位±４４．１４
°、迎角１２．３８１°（表VIの内容）の５６個のパル
スからなる３，８７０Hzの順序が、表VII に第２項とし
て示されており、方位±４４．１４°、３，０９６Hzの
順序に直ぐ続いて実施される。次の順序は３，０９６Hz
での±２６．５１°の方位であるがこれが発生するビー
ムは十分離れているので、一方のビームのサイドローブ
が、他方のビームの送信パルスからの戻りを排除する。
戻って来た情報が、前に述べた様に、受信したのと同じ
順序でメモリに記憶され、各々の距離セルにとって逐次
的なその順序でディジタル信号プロセッサに変化する為
に読取られる。
【０１０７】更に表VII について説明すると、送信／受
信と記憶／読取／処理は、軸上方向を中心として方位の
±にパルスの送信と受信を交互に行ない、一方のビーム
のサイドローブが他方のビームの軸上位置では低レベル
であることによって、交互のビームを隔離することによ
って、表VII に示す様に進められる。然し、方位が±１
°と云う様な間隔が密接しているビームは、この隔離を
行なう程隔たっていないことは明らかである。シーケン
スの進め方は、表にVII に示す様に、０°から１３．４
１°まで距離を調節する。例えば、３，０９６Hzのパル
スの送信は、＋１３．４１°と−１°のビームの間で交
互に行ない、これによって距離の曖昧さの所望の減少と
云うことが達成される様にするのに十分なビーム間の隔
離を施す。ビームの選び方は、約１２°の最低限の角度
の隔たりが保たれる様に選ばれる。異なるビーム幅及び
サイドローブのレベルによって、この他の角度の隔たり
が選ばれることがある。この隔たりは、１つの順序内の
ビームの間だけでなく、１つの順序の終りにあるビーム
と次の順序の初めとの間でも保たれる。即ち、表VII の
下から４番目及び５番目の順序にある３，８７０HzのＰ
ＲＦと３，０９６HzのＰＲＦとの間の変り目では、ビー
ムの間の角度の隔たりは−９．２３°と＋３．０５°で
ある。
【０１０８】表VII に示す様に迎角１２．３８１°の走
査を行なった後、前に述べたのと同様に、他の迎角で捜
査モードでの走査が続けられる。後で説明するが、完全
な捜査モードの走査の後、短距離又は接近モードの様な
他の動作モードの走査が続くことがある。
【０１０９】多重化捜査ビームを実行する為のビーム多
重化及びＰＲＩ制御論理回路３００のハードウエアが図
５に示されている。図５に示したＢＭＰＸ／ＰＲＩ制御
論理回路３００は、ビーム多重化動作を実行せよと云う
ＲＣＣブロック７８からの要請に応答して、図４のＴＣ
Ｕブロック５８内で発生される外部の「高位」制御によ
って制御される。ＢＭＰＸ／ＰＲＩ制御論理回路３００
自体はＴＣＵの一部分でもあってもよいし、或いはアン
テナ・ビーム方向ぎめ論理回路（ＢＳＬ）ブロック４８
に取入れることが出来るが、後の場合、対応する構造を
用いてはいるが、若干異なる設計になる。
【０１１０】図５では、ビーム多重化が、一般的に、ブ
ロック３１０として示したビーム順序制御メモリ（ＢＳ
ＣＭ）の制御ワードとして、方位、迎角及び距離のビー
ム・パラメータの順序を予め記憶することによって行な
われる。支援論理回路制御回路及びタイミング回路によ
り、ビーム・アドレス・レジスタ（ＢＡＲ）３１２が、
ビーム毎に逐次的にインクレメントし、こうして多重化
ビーム順序の各ビームに対する距離、方位（ａｚ）及び
迎角（ｅｌ）制御ワードをメモリから逐次的に呼出す為
にメモリ３１０をアドレスする。距離、ａｚ及びｅｌ制
御ワードが出力データ距離、方位及び迎角ラッチ３１
４，３１６，３１８に夫々ラッチされ、そこからａｚ及
びｅｌ制御ワードをこの後アンテナ制御入力ポートにス
トローブすることが出来る。距離制御ワードがブロック
３１８で示した距離カウンタにストローブされ、カウン
タを、指示されたビームのＰＲＩにとって要求される距
離／遅延時間に相当するクロック・カウントを表わす値
にプリセットする。この時、カウンタ３１８はクロック
・モジュール３２０からの励振により、０までデクレメ
ントし、こうしてビームの停留持続時間を計時すると共
に、あるビームから次のビームへのＰＲＩタイミング制
御を行なう。即ち、ビームからビームへのＰＲＩ又は実
効ＰＲＦが、メモリ３１０に記憶されたパラメータの距
離成分によって制御される。
【０１１１】図５で、使うことが出来る全てのビーム多
重化順序が、ａｚ、ｅｌ及び距離ディジタル制御ワード
の形でビーム順序制御メモリ３１０に記憶され、各々の
順序には一意的な指数が割当てられる。この指数は、デ
ータが記憶されるアドレスでもあり、或いはそれが変換
メモリ３３２によってアドレスに変換される。作動され
た時、図５のＢＭＰＸ／ＰＲＩ制御論理回路が、方位及
び迎角ディジタル制御ワードをデータ通路５９，４２を
介してアンテナに送る。ＢＳＬがａｚ／ｅｌ制御ワード
を、各々のアンテナ・モジュールに対する移相器の設定
値に変換する計算能力（図面に示してない）を持ってい
て、こうしてビームを指示された方向に方向ぎめする。
【０１１２】始動時、図４のＴＣＵ ５８が論理１の値
を持つ運転不作動信号を図５のデータ通路３２２を介し
てノア・ゲート３２４に印加する。このゲートは、ノア
・ゲート３２４のクロック不作動出力３２６を強制的に
論理０にする。データ通路３２６の論理０がアンド・ゲ
ート３２８の入力に印加され、その出力を論理０にし、
この時クロック・モジュールの３２０の運転入力は論理
０に保たれ、クロックの動作を防止し、こうして距離カ
ウンタ・ブロック３１８の計数順序を禁止する。
【０１１３】図４のＴＣＵ ５８が、ビームの小集合の
所望の順序を表わす指令順序指数を図５の変換（ＸＬＡ
ＴＯＲ）メモリ３３２のデータ入力３３０に印加する。
次に、図４のＴＣＵ ５８からデータ通路３３４（図
５）を介して、直接的にオア・ゲート３３６の入力に、
又は遅延装置３４２を介して変換メモリ３３２の指数ロ
ード入力に順序ロード・ストローブ（ＬＳＥＱ）が印加
される。オア・ゲート３３６がストローブに直ちに応答
してクロック付能フリップフロップ（ＦＦ）３４０のリ
セット（Ｒ）入力にパルスを印加し、ＦＦをリセットす
る。ＬＳＥＱストローブが遅延装置３４２で遅延させら
れ、ＦＦ ３４０がリセットされた後、変換メモリ３３
２の指数ロード入力に印加される。ストローブは、メモ
リ３３２に対するアドレスとして、指令順序指数がロー
ドされ又は印加される様にする。変換メモリ３３２が、
ビーム順序制御メモリ３１０をアドレスする為に用いな
ければならない開始アドレス（ＳＡＤＤＲ）及び指示さ
れたビーム多重化順序に対する合計ビーム・カウント
（ＴＢＣ）に関する予めロードされた情報を検索する。
ＬＳＥＱストローブは、前もって遅延装置３４２によっ
て遅延させられているが、別の遅延装置３４４によって
遅延させられ、２回遅延したストローブがビーム・アド
レス・レジスタ３１２のロード開始入力とビーム・カウ
ンタ３４６のプリセット入力とに並列に印加される。２
回遅延したスローブ信号がビーム・アドレス・レジスタ
３１２のロード開始入力に印加されると、開始アドレス
ＳＡＤＤＲがデータ通路３４８を介してビーム順序メモ
リ３１０に印加される。２回遅延したＬＳＥＱストロー
ブが遅延装置３５０によって更に遅延させられて３回遅
延ストローブを形成し、それがオア・ゲート３５２を介
してビーム順序メモリ３１０のアドレス・ロード入力に
印加され、メモリ３１０に対するアドレスとして、ＳＡ
ＤＤＲが印加される様にする。この結果、距離、方位及
び迎角制御ワードがメモリ３１０から夫々データ通路３
５４，３５６，３５８に読出される。遅延装置３５０の
出力にある３回遅延ストローブが、遅延装置３６０で更
に遅延させられて４回遅延ストローブを形成し、これが
オア・ゲート３６２を介してラッチ３１４，３１６，３
１８のロード入力に印加される。ラッチ３１４，３１
６，３１８が、夫々データ通路３５４，３５６，３５８
からの距離、方位及び迎角制御ワードをラッチし、図４
のアレー・アンテナ１８ｂのアンテナ制御ポート（図面
に示してない）に印加する為、又はその他の用途の為、
夫々データ通路３６４，３６６，３６８にこれらのワー
ドが利用出来る様にする。ラッチされた距離制御ワード
が距離カウンタ３１８のデータ入力ポートにも印加され
る。遅延装置３６０の出力に出る４回遅延ストローブが
遅延素子３７０によって更に遅延させられて５回遅延ス
トローブを形成し、これがオア・ゲート３７２を介して
カウンタ３１８のプリセット入力に印加され、距離制御
ワードがロードされる様にする。４回遅延ストローブは
順序ロード済み（ＳＥＱＬＤＥＤ）信号として出力ポー
ト３７４にも印加される。これは、ＴＣＵ ５８内の高
位論理回路に対し、選ばれた順序に対するビーム多重化
／ＰＲＩ制御論理の初期ロード作業が完了したことを知
らせる。
【０１１４】図５のＢＭＰＸ／ＰＲＩ論理回路のポート
３７４からＳＥＱＬＤＥＤ信号を受取った後、図４のＴ
ＣＵ ５８が、図５の運転不作動通路３２２に論理０を
印加することにより、計画された時刻にビーム多重化順
序の実行を開始する。これによって、アンド・ゲート３
２８が付能され、ＦＦ ３４０がクロック３２０を制御
することが出来る様にする。同時に、ＴＣＵ ５８（図
４）が順序実行開始通路３７６（図５）をストローブ
し、ワンショット（ＯＳ）マルチバイブレータ（ＭＶ
Ｂ）３７８からデータ有効ストローブを発生させ、それ
をオア・ゲート３８０を介してアンテナ方向制御入力ポ
ート（図に示してない）に印加させ、データ通路３６
６，３６８のａｚ及びｅｌ制御ワードがアンテナ制御装
置にロードされる様にする。
【０１１５】順序実行開始ストローブは遅延素子３８２
によって遅延させられてから、オア・ゲート３８４を介
してＦＦ ３４０のセット（Ｓ）入力に印加され、こう
してＦＦ ３４０をセットすると共に、指示されたビー
ム多重化順序の最初のビームに対し、カウンタ３１８の
距離計数を開始させる。
【０１１６】指示された順序の最初のビームに関連する
最初のパルス繰返し期間（ＰＲＩ）の終りに、距離カウ
ンタ３１８の出力カウントが０に達し、これは最初のビ
ーム位置の終りを表わす。この出力がノア・ゲート３８
６に印加され、その出力が論理０から論理１に状態変化
し、ＯＳＭＶＢ ３８８をトリガして、導体３８７にＰ
ＲＩ完了ストローブ・パルス（ＰＲＣ）を発生する。Ｐ
ＲＣパルスがオア・ゲート３３６を介してＦＦ ３４０
をリセットする様に印加され、ビーム・アドレス・レジ
スタ３１２のカウントをインクレメントし、ビーム・カ
ウンタ３４６をデクレメントする。
【０１１７】現在の順序の次のビームを実行する場合、
ビーム・カウンタ３４６は０までデクレメントしておら
ず、従って、その出力データ通路３４７の内の少なくと
も１つのビットは論理１レベルにある。ノア・ゲート３
９０が論理０レベルで応答し、これはクロック３２０を
不作動にせず、この論理０レベルがアンド・ゲート３９
２の反転入力に印加されて、それを付能する。
【０１１８】通路３８７のＰＲＣストローブによるビー
ム・アドレス・レジスタ３１２のインクレメント動作に
より、レジスタ３１２によって、新しい１組のアドレス
が発生される。通路３８７のＰＲＣ信号が遅延素子３９
４によって遅延させられてから、オア・ゲート３５２を
介してビーム順序制御メモリ３１０のアドレス・ロード
入力に印加され、メモリから新しい１組のビーム・パラ
メータを読取って、通路３５４，３５６，３５８に利用
出来る様にする。遅延したＰＲＣストローブは付能され
たアンド・ゲート３９２と別の遅延装置を通って、順次
オア・ゲート３６２，３７２に印加され、新しいビーム
・パラメータを逐次的にラッチする。遅延ＰＲＣストロ
ーブが遅延素子３９６によって更に遅延させられ、オア
・ゲート３８４を介してＦＦ ３４０をセットする様に
印加される。これによってクロック３２０は、ＴＣＵ
５８（図４−７）によって設定された時間基準と同期
し、クロック３２０に再びカウント・ダウン距離カウン
タ３１８の動作を開始させる。
【０１１９】ビーム多重化順序が完了する時まで、この
動作が繰返される。順序が完了した時、ＯＳＭＶＢ ３
８８によって通路３８７に発生された最後のＰＲＣ信号
が、ビーム・カウンタ３４６を０にデクレメントする。
その出力データ通路３４７の全部のビットが論理０であ
ることにより、ノア・ゲート３９０の出力が論理１に変
り、アンド・ゲート３９２を不作動にして、制御ワード
が誤ってラッチ３１４，３１６，３１８にラッチされる
のを防止すると共に、遅延ＰＲＣストローブが誤ってク
ロック付能ＦＦ ３４０をセットすることを防止する。
ノア・ゲート３９０の出力の変化がＯＳＭＶＢ ３９８
をトリガして、通路３９９に順序完了信号を発生し、こ
れが図４のＴＣＵ ５８に印加されて、現在の順序が完
了したことを知らせる。
【０１２０】前に述べた様に、図５のビーム多重化／Ｐ
ＲＩ制御回路３００は、図４のビーム方向ぎめ論理回路
４８に取入れることが出来る。機能的な条件は場所に関
係なく同じである。然し、図５のメモリ３１０には、ａ
ｚ及びｅｌ制御ワードの代りに、移相器制御ワードが記
憶される。ＢＳＬ ４８に取入れる場合、ＢＭＰＸ／Ｐ
ＲＩ制御論理回路は中心形であっても分配形であっても
よい。中心形の場合、論理回路がＴＣＵから順序指数を
受取り、個々のビーム指数を各々のアンテナ・モジュー
ルに分配する。アンテナ・モジュールにある論理回路
が、こう云う指数を使って局部的なルックアップ・テー
ブルに入り、指示された順序の指示されたビームに対す
る適切な移相の設定値を検索する。分配形の場合、順序
指数が各々のアンテナ・モジュールに直接的に分配さ
れ、各々のアンテナ・モジュールはそれ自身の局部的な
ＢＭＰＸ／ＰＲＩ制御論理回路を持っている。分配形論
理回路は指示された順序指数を用いて、局部的なメモリ
に入り、移相設定値及びＰＲＩタイミング・ワードを検
索して、局部的な制御レジスタ及びカウンタにロード
し、所望のビーム多重化動作を達成する為の適切な順序
で、ビームの指示された順序を実行する様に、必要なタ
イミング及び制御シーケンスを進める。
【０１２１】図６は、図２０−３５について前に述べた
様に、電力利得余裕を保つ為に、横方向（φ＝０°）か
ら遠ざかる向きの方位角で送信されるパルスの数を制御
する為の制御装置の実施例の簡略ブロック図である。図
６の構成は、全体として、プログラム可能な制御装置４
００であり、その動作コードによって、それが図４のＡ
ＤＣ／バッファ６２、ディジタル信号プロセッサ６８及
びタイミング制御装置６８と、図５のビーム多重化及び
ＰＲＩ制御論理回路３００とに対するデータ通路を経由
して制御及びタイミング順序を実施する様にする。図４
のブロック図の一部分が、参照し易い様に、図６に入っ
ている。図６の内、図４と対応する素子は、同じ参照符
号で示されている。図６で、プログラム可能な制御装置
４００が、予め記憶されるパラメータに対するメモリ４
１０と別の局部ＲＡＭ ４２０とに結合されたまとめ制
御プロセッサ（ＩＣＰ）４０２を含む。一般的に、全て
のまとめ順序がメモリ４１０にパラメータ・テーブルと
して予め記憶され、図５について述べたのと全体的に同
様な形で、ＴＣＵ ５８（図４）から受取った順序同定
指数を使って、プロセッサ４０２によって検索される。
プロセッサ４０２が、データ通路４１２，４１４によっ
てＡＤＣ／バッファ６２に結合されると共に、データ通
路４１６，４１８，４２２，４２４，４３４，４３６に
よってＤＳＰ６８に結合される。ＦＦ ４３０のセット
（Ｓ）及びリセット（Ｒ）入力がデータ通路４２６，４
２８によってＤＳＰ ６８に結合される。ＦＦ ４３０
のＱ出力がデータ通路４３２によってプロセッサ４０２
に結合される。別のＦＦ ４１０のＳ入力がデータ通路
３９９に結合されて、図５のＯＳ ３９８からの順序完
了信号を受取り、そのＲ入力及びＱ出力が夫々データ通
路４３８，４４０によってプロセッサ４０２に結合され
ている。
【０１２２】図６のプログラム可能な制御装置４００の
動作を図７の簡略フローチャートを参照して説明する。
まとめ制御処理プログラムが開始ブロック５００から始
まり、ブロック５０８に達する。このブロックは、指数
転送完了（ＩＸＦＣ）及びまとめカウンタ・リセット
（ＲＳＥＴＣＮＴＲ１）データ通路４３８，４１８に夫
々ストローブ信号を出す。ＲＳＥＴＣＮＴＲ１ストロー
ブがＤＳＰ ６８に、次のまとめ順序に備えて、パルス
まとめカウントを０に初期設定させる。データ通路４３
８のＩＸＦＣストローブが順序準備完了ＦＦ ４１０を
リセットし、こうしてＦＦが、データ通路３９９を介し
てそのＳ入力に印加されるかも知れない順序完了ストロ
ーブを後で記憶することが出来る様にする。ＩＸＦＣス
トローブはＴＣＵ ５８にも送られて、次のまとめ制御
順序を受取る準備が完了したことを装置に知らせる。
【０１２３】図７のブロック５０８から、論理はブロッ
ク５１２に進む。このブロックは、図６のプロセッサ４
０２が、ＦＦ ４１０によってデータ通路４４０に発生
された新順序フラグを読取ることを表わす。その後、論
理は判定ブロック５１４に移り、こゝで新順序フラグの
論理レベルが試験される。論理０であって、新しい順序
を開始すべきではないことを意味する場合、論理はブロ
ック５１２に戻って、再びフラグを読取る。最終的に、
フラグが論理１になり、ビーム多重化動作からのデータ
がＡＤＣ／バッファ６２にあって、まとめの為にＤＳＰ
６８へ転送する準備が完了していることを知らせる。フ
ラグが論理１になると、判定ブロック５１４が論理を別
のブロック５１６に進める。これは、ＩＣＰ ４０２が
データ通路４０４からの順序指数（ＳＥＱＮＤＸ）を読
取ること、並びにＦＦ ４１０をリセットする為にＩＸ
ＦＣ信号でデータ通路４３８をストローブすることを表
わし、指数が転送されたことをＴＣＵ ５８に知らせ
る。
【０１２４】図７のブロック５１６から、プログラムが
ブロック５１８に進む。これはＩＣＰ ４０２（図６）
が指数を使って停留カウント（ＤＷＣ）、基本（出発）
アドレス・テーブル、パルスまとめテーブル及び距離ま
とめテーブルをメモリ４１０から検索して、ＲＡＭ ４
２０に転送することを表わす。このデータが、順序指数
によって同定されたまとめ順序を制御するのに使う為、
ＩＣＰ ４０２に利用出来る様になる。ブロック５１８
から、論理はブロック５２０に進む。こゝで基本アドレ
ス・テーブルの主指数ＪＢＡＴ及び主停留指数カウンタ
ＤＷＩＣが両方とも０に設定される。論理が、ＤＷＩＣ
を１だけインクレメントすることを表わすブロック５２
２へ進む。ブロック５２２から、論理は別のブロック５
２４に進む。これは、まとめようとするパルスの数を表
わす変数ＰＮＵＭＢを、ＤＷＩＣによって割出されたパ
ルスまとめテーブルからの値ＰＮＵＭＢ＝ＰＮＴ（ＤＷ
ＩＣ）に設定することを表わす。更に、距離セルの数を
表わす変数ＲＮＵＭＢをＤＷＩＣで割出した距離まとめ
テーブルから導出した値ＲＮＵＭＢ＝ＲＮＴ（ＤＷＩ
Ｃ）に等しいと設定する。変数ＰＮＵＭＢが、停留の
間、ＤＳＰ ６８によってまとめられるパルスの数を制
御し、ＲＮＵＭＢが各々の停留でＤＳＰ ６８によって
処理される距離セルの数を制御する。論理はブロック５
２４からブロック５２６へ進む。ブロック５２６は、一
時基本アドレス指数ＩＢＡＴを０に設定することを表わ
す。変数ＩＢＡＴは、ＡＤＣ／バッファ５２から転送す
べき現在の停留に対する基本アドレスの一時記憶位置を
同定する。ブロック５２８で、ＩＢＡＴ及びＪＢＡＴが
何れも１だけインクレメントされる。変数ＪＢＡＴが、
一時記憶アレーに転送すべき基本アドレステーブルから
の特定の値を同定する主指数である。ブロック５２８か
ら論理はブロック５３０へ進む。ブロック５３０は、Ｉ
ＢＡＴによって一時基本アドレスＮＢＡＴを割出すこ
と、並びにＪＢＡＴによって割出された基本アドレス・
テーブル（ＢＡＴ）の位置に記憶することを表わす。判
定ブロック５３２がＩＢＡＴをＲＮＵＭＢと比較する。
等しくなければ、論理は判定ブロック５３２のノーの出
口を出て、論理経路５３４を辿ってブロック５２８へ戻
り、そこでＩＢＡＴ及びＪＢＡＴを何れも１だけインク
レメントする。この時、ブロック５３０が基本アドレス
の別の値を転送させ、ＩＢＡＴが再び比較される。ブロ
ック５２８，５３０，５３２を含むループは、ＩＢＡＴ
がＲＮＵＭＢに等しくなるまで続けられ、こうして、現
在の停留に対する全ての基本アドレスがＮＢＡＴに記憶
されていることを知らせ、この時論理は判定ブロック５
３２のイエス経路から出てブロック５３６へ進む。
【０１２５】図７のブロック５３６は距離セル・カウン
タＲＣＯＵＮＴを１に設定することを表わし、停留の最
初の距離セルを処理すべきことを意味する。論理がブロ
ック５３８へ進み、こゝでパルス・カウンタＰＣＮＴを
０に初期設定する。ブロック５４０は図６のＩＣＰ ４
０２によって、次のパケット要請（ＮＰＲＥＱ）データ
通路４２４をストローブすることを表わす。ＮＴＲＥＱ
を受取ると、ＤＳＰ６８がその内部バッファ及びその処
理負荷を検査し、その状態を準備完了又は使用中と決定
し、これがデータ通路４２６又は４２８の内の一方を介
してＤＳＰＲＥＡＤＹ ＦＦ ４３０に伝達され、状態
情報を記憶する。プロセッサ４０２がデータ通路４３２
を介してＦＦ ４３０から来るＤＳＰＲＤＹ情報を読取
る。ブロック５４０はＤＳＰＲＤＹの読取をも表わす。
ブロック５４０から論理は判定ブロック５４２に進み、
このブロックはＤＳＰＲＤＹがイエスを表わす論理値で
あるかどうかを決定する。そうでなければ、論理は判定
ブロック５４２のノー出力を出てブロック５４０に戻
る。最終的にはＤＳＰ ６８は、まとめるべきレーダ・
データの次のバッチ又はパケットを受理する用意が出
来、論理は判定ブロック５４２のイエス出力を出てブロ
ック５４４に進む。ブロック５４４は図６のプロセッサ
４０２によるＲＳＥＴＣＬＴＲＩデータ通路４１８のス
トローブ動作を表わし、こうして転送してまとめるべき
次のパッケージに備えて、ＤＳＰ ６８によってまとめ
カウントを０にリセットする。
【０１２６】図７のブロック５４４から論理はブロック
５４６に進む。これは、ブロック５４８，５５０，５５
２を含むループの出発点であり、戻って来たデータをＤ
ＳＰ６８にまとめる為に転送する。ブロック５４６で、
パルス・カウント（ＰＣＮＴ）が１だけインクレメント
される。ブロック５４６から論理がブロック５４８に移
り、そこで転送すべき最初のデータ点に対するバッファ
・アドレスＡＤＤＲを計算する。バッファ・アドレス
は、現在の距離カウンタの値ＲＣＮＴに対する現在のパ
ルス・カウントＮＢＡＴ（ＰＣＮＴ）に対応する基本ア
ドレスにより、ＲＣＮＴが０ではなく、１の値に初期設
定されていることを考慮に入れて１を減算することによ
って計算される。論理はブロック５４８からブロック５
５０に進む。ブロック５５０は、バッファ・メモリ・ア
ドレス・レジスタ（ＢＭＡＲ）６２ａに印加する為、図
６のＩＣＰ ４０２が所望のＩ及びＱ情報のアドレスを
アドレス母線４１２に印加し、その後転送バッファ・メ
モリ・アドレス（ＸＦＥＲＢＭＡＲ）データ通路及びＸ
ＦＥＲＳＰ通路４１６を逐次的にストローブすることを
表わす。ＸＦＥＲＢＭＡＲ信号により、ＢＭＡＲ ６２
ａがＡＤＣ／バッファ６２ｂに対するアドレス有効信号
線４４８を作動し、その後データ・ストローブ信号線４
５０を作動する。これは、位置ＡＤＤＲに記憶されてい
るＩ及びＱサンプルが、ＤＳＰ ６８に印加する為に、
データ母線４５４，４５６に現れる様にする効果を持
つ。ＸＦＥＲＳＰ通路４１６のストローブ動作により、
ＤＳＰ６８が、データ通路４５４，４５６からＩ及びＱ
データ・ワードを受取って記憶すると共に、まとめ制御
カウントを１だけインクレメントする。論理は論理ブロ
ック５５０から判定ブロック５５２に進み、こゝでＰＣ
ＮＴをＰＮＵＭＢと比較する。ＰＣＮＴがＰＮＵＭＢよ
り小さければ、現在の停留の現在の距離セルに更に多く
のパルスを未だまとめるべきであり、論理は判定ブロッ
ク５５２のイエス出力を出て行って、経路５５４を介し
てブロック５４６に戻る。距離セルにそれ以上のパルス
をまとめる必要がなく、ＰＣＮＴがＰＮＵＭＢに等しく
なるまで、このループが動作し続け、等しくなった時、
制御作用は判定ブロック５５２のノー出力から別の論理
ブロック５５６に移る。ブロック５５６は、ＩＣＰ ４
０２がまとめ開始（ＳＴＩＮＴ）制御線４２２をストロ
ーブすることを表わし、こうして現在のデータ・バッチ
が完成していて、まとめを開始することが出来ることを
ＤＳＰ ６８に知らせる。この時、ＤＳＰ ６８が区間
まとめ順序を開始し、その間論理は図７のブロック５５
６から判定ブロック５５８へ進む。判定ブロック５５８
がＲＣＮＴをＲＮＵＭＢと比較する。ＲＣＮＴがＲＮＵ
ＭＢより小さく、現在の停留で処理する為に残っている
処理セルがあることを知らせると、論理はブロック５５
８のイエス通路を出て、ブロック５６０に達する。ブロ
ック５６０では、ＲＣＮＴを１だけインクレメントし、
その後論理は節５０１を介してブロック５３８へ戻る。
こゝで現在の停留の次の距離セルに対するまとめ制御順
序が開始される。
【０１２７】図７の判定ブロック５５８でＲＣＮＴがＲ
ＮＵＭＢに等しく、現在の停留の最後の距離セルに対す
るデータが図６のＤＳＰ ６８に転送されていることを
知らせると、論理はノー出力から論理ブロック５６２へ
出て行く。ブロック５６２はプロセッサ４０２による停
留完了（ＤＷＣＭＰ）信号通路４３６のストローブ動作
を表わし、こうして現在の停留に対する全てのデータが
転送されたことをＴＣＵ ５８及びＤＳＰ ６８に知ら
せる。論理はブロック５６２から判定ブロック５６４に
移り、そこで停留指数カウンタＤＷＩＣを停留カウント
ＤＷＣと比較する。ＤＷＩＣがＤＷＣより小さく、未だ
転送すべきデータがＡＤＣ／バッファ６２に残っている
ことを示すと、判定ブロック５６４がイエス出力及び節
５０２を介して制御作業をブロック５２２に移し、ＡＤ
Ｃ／バッファ６２に記憶されている次の停留に対するま
とめ制御順序を開始する。ＤＷＩＣがＤＷＣに等しく、
ＡＤＣ／バッファ６２からＤＳＰ ６８へのデータ転送
が完了していることを示すと、判定ブロック５６４は論
理をブロック５６６に移す。ブロック５６６はＩＣＰ
４０２によるバッファ転送完了（ＢＸＣ）データ線４３
４のストローブ動作を表わし、これが転送が完了したこ
とをＴＣＵ ５８及びＤＳＰ ６８に知らせる。論理は
ブロック５６６から節５０３を介してブロック５１２に
戻り、次のまとめ制御順序に対する次の順序指数を求め
る過程を開始することが出来る。
【０１２８】これまで説明して来た様に、レーダ装置は
能動形位相調整アレー送信及び受信装置を含んでおり、
複数個の予め設定された又は予め選ばれたアンテナ・ビ
ーム位置が、「走査形」高速容積捜査の為並びに航空機
の最終接近管制に使われる様な短距離用の為、順次アク
セスされる。これから説明する様に、レーダ装置の動作
は時間フレーム又はフレーム区間に分割されている。各
々の時間フレームの中で、「停留」と呼ばれる小区間が
容積捜査に割当てられると共に、専用の追跡停留を含む
幾つかのその他の目的の為にも割当てられる。これに関
連して云うと、停留は、特定の方位及び迎角の特定のビ
ームで信号を受信する期間を指し、例えば気象検出及び
追跡の開始又は操作停留の様な場合である。
【０１２９】この実施例の主な動作モードは、前に述べ
た容積捜査モードであり、これは容積探索とも呼ばれて
いる。レーダは単独パルス給電部を用い、容積捜査の間
に検出される標的に対する角度及び距離情報を処理する
から、容積捜査モードは、走査毎に検出される標的を追
跡する手段になる。従って、レーダは、ＤＰ ７２に於
ける追跡処理と併せて、容積捜査を作動し、走査しなが
ら追跡する動作を行なう（即ち、ある容積捜査の走査か
ら次の走査へと、距離及び角度情報を収集しながら追跡
する）。この主な動作モードが容積捜査、走査しながら
の追跡、走査しながらの容積追跡、標的追跡容積捜査等
の名前で呼ばれている。
【０１３０】気象捜査は幾つかの点で容積捜査と異な
る。容積捜査は、個別の標的としての航空機を検出して
追跡する様に設計されており、これは、気象捜査で関心
の持たれる大気の擾乱からの振幅の小さい又はレベルの
低い戻りよりも、ずっと大きいレーダの戻りを生ずる。
この様なレベルの低い擾乱は、擾乱を生じている大気の
誘電率又は屈折率の小さな変化を含み、こう云う変化
は、僅かな温度、湿度、水分又は圧力変動に帰因するも
のと考えられるが、昆虫又は擾乱に関連する塵埃の存在
に帰因するとも考えられる。標的としての航空機の速度
は一般的に、風速が１００ノットに近付く様な極端な場
合を除くと、気象の速度よりもずっと高い。標的を追跡
する容積捜査は、信頼性のある検出及び精密な位置の測
定値が得られるものでなければならないが、これは大抵
の標的では中位の数のパルスを用いて得られる。然し、
大気擾乱に対する気象捜査は、変化が非常に小さい速度
及び反射率の測定値を生ずるものでなければならず、そ
の為、終末（航空機の離陸及び着陸）動作中、航空機に
災害を及ぼす大気擾乱を検出して確認することが出来る
様にする情報を得る為には、ずっと多数のパルスをまと
めることを必要とする。気象及び容積捜査の間の別の違
いは、完全な捜査用の走査をその間に完了しなければな
らない期間並びにそれにわたってこの走査が行なわれる
容積である。航空機を検出する容積捜査では、大体５秒
毎に３６０°の有効範囲を完了しなければならない。危
険な大気擾乱の監視では、接近及び離陸航路を中心とし
て例えば±２０°の様なずっと制限された容積を大体毎
分１回走査しなければならない。この様に走査範囲を減
少すると共に、容積を走査し得る期間を延長することに
より、この発明のレーダ装置は、空港の近辺で発生した
時、ウインド・シヤ及び伴流の渦の危険状態を検出して
警告することの出来る様なレーダ・データを収集するこ
とが出来る。方位で３６０°に及ぶ台風気象の作図は航
空機の捜査よりも多くのパルスを必要とするが、走査は
大体５分毎に１回完了すればよく、この為、この機能も
レーダの多重化機能能力に含めることが出来る。
【０１３１】レーダの用語として、レーダが、現在追跡
中の個別の標的の距離及び／又は角度並びに／又は距離
速度並びに／又は角度速度を測定する為に１つの追跡用
の停留を計画して実行する時、レーダは追跡停留に専用
になると云い、その為、「専用追跡停留」と呼ばれる。
更に、レーダの用語として、一旦標的がレーダにより
（どんな方法であっても）追跡された状態にあると、標
的及び追跡と云う言葉は同義語になり、追跡される標的
は標的とも追跡とも呼ばれ、この標的に対して専用追跡
停留が用いられる場合、専用標的と云う言葉も使われる
が、専用追跡ビーム及び専用標的ビームと云う言葉も使
われる。レーダが、それまでは追跡されていない標的を
検出し、その後この標的に対する追跡法を設定又は監視
する為に、一連のレーダ追跡停留を計画して実行する
時、測定の内のこの開始／移行期間は、追跡開始並びに
／又は追跡への移行と呼ばれ、レーダ追跡停留は、開始
停留、開始追跡停留、追跡開始停留、追跡停留への移行
等のいろいろな言葉で呼ばれている。
【０１３２】レーダ装置が特定のモードで走査を実行し
ている間、図４−７のＲＣＣブロック７８が、次に実行
すべき動作モードを決定する。専用追跡停留、気象検出
又は捜査停留又は追跡開始／操作追跡停留又は走査しな
がらの次の追跡捜査順序が、ＲＳＣＰプログラム・ブロ
ック８０に制御方式が入り込んでいる時間順序に応じて
計画される。装置はある標的を優先順位の高い標的とし
て選定し、普通の走査しながらの容積追跡レーダ機能で
可能であるよりもずっと高い速度で、個々の優先順位の
高い標的に対する追跡測定値を更新する為に、専用追跡
ビームを計画する。こう云う優先順位の高い標的は「専
用」追跡と呼ばれる。標的は、予定の一定の判断基準に
より、又はＲＳＣＰプログラムに埋込まれたプログラム
可能な自動的な判断基準により、優先順位の高いものと
して選定することが出来る。例えば、旋回、高度変更又
は速度変更を実施している標的に対しては、この様な
「操作中」の標的に対する追跡精度を維持する為に、高
い優先順位を割当てることが出来る。レーダ追跡の分野
の当業者であれば、操作中の標的に対してより多くのレ
ーダ資源を自動的に専用にする為に、ＲＳＣＰの一部分
としていた従来技術に基づいて、どの様に操作認識アル
ゴリズムを構成するかを承知していよう。
【０１３３】走査しながらの容積追跡モードの間に新し
い標的が検出された時、レーダ装置は、新しい標的に対
する正確な位置及び速度ベクトルをより速やかに設定す
る為に、利用し得る走査しながらの追跡速度よりも一層
速く、専用追跡測定停留を実行することを自動的に計画
する。一旦新しい標的の追跡パラメータが十分正確にな
ると、ＲＳＣＰが自動的に専用追跡測定ビームの計画を
中断し、標的の追跡を更新する為に、走査しながらの追
跡測定に頼る。走査しながらの追跡による更新に復帰す
る前に、新しい標的をしっかりと追跡する為に敏速な専
用追跡停留が使われる期間は、「追跡への移行」過程と
呼ばれている。
【０１３４】特定のＲＳＣＰは、考えられる資源割当て
の選び方の１つに過ぎないが、それを用いたレーダ動作
の簡単な例を述べると、専用追跡、操作追跡及び追跡へ
の移行には合計して毎秒１００ミリ秒が割当てられ、気
象捜査には５秒毎に１００ミリ秒が割当てられる。専用
追跡停留、操作追跡停留及び追跡停留への移行は、何れ
も公称１kHz のＰＲＦでパルス１０個の停留である。１
kHz のＰＲＦは１mSのＰＲＩに対応し、従ってパルス１
０個の各々の停留は、１０mSのレーダ時間を必要とす
る。毎秒１回の追跡速度で、その内１００mSが専用追跡
停留に利用し得るとすると、各々のアンテナ面によって
１０個の専用標的を追跡することが出来る。容積捜査走
査を完了するのに要する時間は、図１９に合計を示す様
に４．２３７秒である。前に列記した追跡及び気象の為
に選定された余分の時間は０．６秒であって、これは追
跡に対する５秒間の１００mS／秒＝５００msecと、気象
捜査に対する。５秒間で１００msec／５秒×５秒＝１０
０msecとに分れ、合計は、５秒間のフレーム期間毎に６
００msecになり、５秒のフレーム時間当たりの合計占有
時間は４．８３７秒である。この明細書で云うフレーム
時間は、速い追跡更新、気象捜査停留及び特殊レーダ機
能の停留とインターリーブした、走査しながらの完全な
追跡形式の容積捜査更新を実行する為にレーダを動作さ
せる期間である。こゝで述べるレーダの公称フレーム時
間は５秒である。当業者であれば、平均送信電力を増加
することにより、フレーム時間を短縮することが出来る
ことを承知していよう。
【０１３５】当業者であれば、レーダ資源は、レーダ占
有時間の限界内で、多数のいろいろなタスク条件を達成
する様に、この他のいろいろな形で割当てることが出来
ること、並びに判定を下す為の予めプログラムされた１
組の規則と合せて、種々の標的及び／又は環境条件に従
って、レーダの時間資源を動的に割当てることが出来る
ことを承知していよう。
【０１３６】図３６−４２は、走査しながらの追跡形の
多重化した容積捜査、専用追跡及び気象捜査機能を実現
する為に、ＲＳＣＰを構成するのに適した論理図又はフ
ローチャートであり、こゝでは特に述べないが、自己試
験機能を含んでいてもよいが、特別の機能を随意選択に
よって実行する為の論理的な経路を含む。当業者であれ
ば、図４−７のＤＰブロック７２とＲＣＣブロック７８
の間、及びＴＣＵブロック５８とＲＣＣブロック７８の
間の連絡は、直接メモリ・アクセス（ＤＭＡ）と呼ばれ
る転送モードによって達成することが出来ることを承知
していよう。これによって、ＲＣＣ ７８の中央プロセ
ッサ装置は、その資源を、ＲＳＣＰプログラムの実行に
専用にすると共に、プログラムされた入出力動作（ＰＩ
Ｏ）の余分の負担なしに、内部メモリの待ち行列を介し
てＤＰ及びＴＣＵに連絡することが出来る。これが、Ｒ
ＳＣＰプログラムの一部分として待ち行列管理を取入れ
た図１２のフローチャートに反映している。直接メモリ
・アクセス（ＤＭＡ）を用いるコンピュータでは、プレ
ンティス・ホール社から出版されたＲ．Ｍ．クラインの
著書「ディジタル・コンピュータ・デザイン」の第４０
３頁乃至第４０７頁に記載されている様に、ＣＰＵがメ
モリを使わないコンピュータの動作サイクルの間、直接
的にデータをメモリに出し入れする為に、特別製の独立
した制御ハードウエアを使う。これによって、コンピュ
ータの動作プログラムの普通の流れを中断せずに、コン
ピュータのメモリに直接的に非常に高速のＩ／Ｏのデー
タ転送で出し入れを行なうことが出来る。こう云う形式
のデータ転送を用いると、プログラムの種々の部分は、
入力メッセージ及びデータを予定のメモリ位置から検索
することにより、外部の源からの連絡を受取ることが出
来、その後でＤＭＡ過程を介して転送する為に、予定の
メモリ位置に出力データ及びメッセージを記憶すること
により、外部装置に連絡を送ることが出来る。
【０１３７】図３６−４２は、図４−７の制御装置８０
によって実行されるレーダ計画及び制御プログラムを示
す簡単にしたフローチャートの一部分である。図３６の
論理図は「主」経路を表わしており、主なサブルーチン
のどれが特定の時刻に関係するかを決定する。サブルー
チンは、論理節１，２，３又は４への論理の流れによっ
てアクセスされるが、これらの論理節は、論理作用を夫
々図３７，４０，３８，３９に示すフローチャートに差
向ける。図３７の論理図は標的の追跡に関係するもので
あり、その詳細が図４２に示されている。図４０の論理
図は気象捜査に関係するものであり、図３８の論理図は
容積捜査に関係するものであり、図３９の論理図はユー
ザが定めた特殊機能に関するものである。図３７，３
８，３９及び４０の論理図は、完了した時、新しいサイ
クルを開始する為に、図３６の論理節６へ戻る準備とし
て、論理の流れを図４１に示す別のフローチャートに差
向けるものである。前に述べた様に、制御作業の一部分
は、予めプログラムされたメモリによって構成すること
が出来る。
【０１３８】一般的に、種々のモードに対する更新速度
は、例えば３００秒毎に１回の普通の気象走査を完了
し、６０秒毎に伴流の渦及びウインド・シヤの監視を行
ない、５秒毎に容積捜査を行ない、１秒毎に１回、優先
順位の高い標的の追跡を行なうと云う様に予め選ばれて
いる。一般的に、これは例えば、追跡走査では毎秒１回
の速度に分解して、容積捜査の一部分を実施し、各々の
５秒増分の小さい部分を割当てゝ、伴流の渦、ウインド
・シヤ及び規則的な気象走査の一部分を実施することに
よって行なわれる。
【０１３９】図３６では、論理は開始ブロック１２１０
から始まり、ブロック１２１２に進み、これは入出力
（Ｉ／Ｏ）直接メモリ・アクセス（ＤＭＡ）待ち行列の
初期設定を表わす。ＤＭＡ Ｉ／Ｏ待ち行列の初期設定
が、図４−７のレーダ制御コンピュータ（ＲＣＣ）７８
のメモリ・ブロックを留保して、ＲＣＣ ７８がＴＣＵ
５８及びＤＰ ７２から受取ったメッセージを記憶する
と共に、ＲＣＣ ７８からＤＰ及びＴＣＵに送るべきメ
ッセージを記憶する。前に述べた様に、ＤＭＡＩ／Ｏを
使うコンピュータ・システムは、コンピュータ・プログ
ラムの実行を中断せずに、留保したメモリ区域へデータ
を出し入れする特別の制御ハードウエアを持っている。
これによって、ＲＳＣＰ ８０にある種々のサブルーチ
ンは、留保された入力メモリ・スペースから入力を検索
すると共に、留保された出力メモリ・スペースに出力デ
ータを記憶することにより、入力データを集めると共に
出力データを散布することが出来る。コンピュータ・プ
ログラミング及びコンピュータ・データ通信の分野の当
業者であれは、このＩ／Ｏ方式を最もよく活用する為
に、ＲＳＣＰプログラム、ＤＭＡ待ち行列及びプロトコ
ルをどの様に設計すればよいかを承知していよう。ブロ
ック１２１２は、図４−７のＲＣＣ ７８にあるメモリ
に記憶された捜査ビーム・パラメータの場所に対する指
数を表わす気象捜査（気象走査）及び容積捜査（容積走
査）ポインタを１の値に初期設定すること、並びに次の
フレーム開始時刻（次のフレームが開始する１日の内の
時刻）を現在の時刻に設定することをも表わす。容積走
査カウンタが１の初期値に設定される。１日の内に完了
するフレームの数を計数するフレーム・カウンタが０カ
ウントに初期設定される。特殊機能フラグは最初は０又
は１に設定される。０は現在の形のＲＳＣＰに特殊機能
が含まれていないことを示し、１は現在の形のＲＳＣＰ
に特殊機能が含まれていることを示す。現在の形のＲＳ
ＣＰ（ＲＣＣで現在実行される形式）に特殊機能が含ま
れるか含まれないかは、レーダの必要条件並びに／又は
ユーザの好みによって決定されるが、それはこの発明に
は関係がない。専用追跡停留、追跡開始停留及び操作追
跡停留は一般的に、各々の標的に対し、走査しながらの
容積追跡（この例では公称５秒毎に１回）よりも高い速
度（この例では公称毎秒１回）で計画され且つ実行さ
れ、従って、包括的に、速い追跡、速い追跡更新等と呼
ばれる。速い追跡更新ポインタが０に初期設定される。
これは、速い追跡動作を必要とする標的がない状態を表
わす。
【０１４０】図３６のブロック１２１２に於ける初期設
定の後、論理は判定ブロック１２１４に移り、これが現
在の時刻を次のフレームの開始時刻と比較し、新しいフ
レームを開始すべきかどうかを決定する。開始ブロック
１２１０に於けるプログラムの開始の直後、フレーム時
間が、初期設定ブロック１２１２で現在の時刻に設定さ
れる。これが次のクロック・サイクルの間のクロック増
分を定め、従って、論理が判定ブロック１２１４に達し
た時、現在の時刻は次のフレームの開始時刻より遅い。
従って、論理は判定ブロック１２１４をイエス出力から
出てブロック１２１６に移る。このブロックは、次の５
秒間の追跡、気象及び容積捜査制御ブロックに対するシ
ーケンス及び計画時間の計算と、次のフレーム開始時間
を５秒だけインクレメントすることゝを表わしており、
この為、新しいフレームの手順は、次の５秒が経過した
後に開始され、こうしてレーダのフレーム時間が５秒増
分ずつになる。最後に、ブロック１２１６がフレーム・
カウンタを１だけインクレメントする。新しいフレーム
が開始されてもされなくても、論理は別の判定ブロック
１２１８に達する。
【０１４１】論理ブロック１２１８は現在の時刻を、次
の追跡停留を開始する時刻と比較して、速い追跡更新が
必要であるかどうかを判定する。速い追跡更新が必要で
あれば、論理は判定ブロック１２１８のイエス出力から
出て、図３７の論理節１へ進む。速い追跡更新が必要で
ない場合、論理判定ブロック１２１８のノー出力を出
て、別の判定ブロック１２２０に達する。判定ブロック
１２２０は現在の時刻を次の気象捜査停留の開始時刻と
比較して、気象捜査を実施すべきかどうかを判定する。
気象捜査を実施すべき場合、論理は判定ブロック１２２
０のイエス経路を出て、図３８の論理節２へ進む。気象
捜査を必要としない場合、論理は判定ブロック１２２０
のノー出力を出て、判定ブロック１２２２に達する。判
定ブロック１２２２は現在の時刻を容積捜査に対する次
の計画時間と比較して、容積捜査を必要とするかどうか
を判定する。容積捜査を必要とする場合、論理は判定ブ
ロック１２２２のイエス出力を出て、図３８の節３へ進
む。容積捜査を必要としない場合、論理は判定ブロック
１２２２のノー出力を出て、図３９の論理節４へ進む。
【０１４２】図３９の論理節４から、論理は判定ブロッ
ク１２２４へ進む。このブロックは、特殊機能フラグを
試験して、オンラインの保守の様な特殊機能の処理を必
要とするかどうかを判定する。特殊機能を必要としない
場合、論理は判定ブロック１２２４のノー出力から図３
６の論理節６へ進み、ブロック１２１４へ戻って、新し
いフレームを開始すべきかどうかを判定する。
【０１４３】図３９の判定ブロック１２２４が、特殊機
能を必要とすると判定すれば、論理はイエス出力からブ
ロック１２２８へ移り、このブロックは注文によって設
計されたユーザの機能を実行する為に、パラメータ制御
ブロックを作り出すことを表わす。コンピュータ制御の
位相調整アレー・レーダの用語として、パラメータ・ブ
ロック、制御ブロック又はパラメータ／制御ブロックと
云う言葉は、ＲＣＣ７８からＴＣＵ ５８に分配された
時、所期のレーダ機能に従って、特定の停留又は一連の
停留をレーダに実行させる為に、ＴＣＵ ５８によって
レーダの他の部品の動作を開始並びに同期させる為に必
要な全ての情報を供給するパラメータ及び制御表示子を
表わすディジタル・ワードのある構成の全体を指す。こ
う云う注文設計のレーダ機能がレーダ装置のオペレータ
によって選ばれ又は特定され、余分のレーダ占有時間が
割当てられる。特殊機能はオンラインの保守機能を含ん
でいてよい。論理はブロック１２２８から図４１の節５
へ進む。
【０１４４】図３６に戻って説明すると、判定ブロック
１２２２が現在の時刻を実行すべき次の容積捜査制御ブ
ロックの計画された開始時刻と比較する。容積捜査を実
施すべき場合、論理は判定ブロック１２２２のイエス経
路から出て、節３へ進む。図３６の論理節３が論理を図
３８に示した部分的なフローチャートの判定ブロック１
２５８に差向ける。判定ブロック１２５８が容積走査完
了ポインタの値を既知の最終値に対して試験して、容積
走査が完了したかどうかを判定する。容積走査完了ポイ
ンタの値が、容積走査が完了していないことを示す場
合、論理は判定ブロック１２５８のノー経路を出て、ブ
ロック１２６６に達する。容積走査完了ポインタの値に
よって示される様に、容積走査が完了していれば、論理
は判定ブロック１２５８のイエス経路を出て、判定ブロ
ック１２６０に達する。このブロックはフレーム・カウ
ンタの現在のカウントを容積走査カウンタのカウントと
比較して、次のフレーム時間の開始の前に、現在の容積
走査が完了しているか（又は完了するか）を判定する。
これは、現在の計画フレーム中に余分のレーダ占有時間
が利用出来ることを示す。
【０１４５】容積走査が完了していて容積走査カウンタ
がフレーム・カウンタと等しい時、現在の計画フレーム
が終る前にレーダの容積走査機能が完了しており、レー
ダは計画より進んでいる。これは、気象及びその他の優
先順位の低い機能の為にレーダ時間（レーダ資源）が利
用出来るので望ましい状態である。然し、他の機能の計
画によって容積走査の完了が次の計画フレームに入り込
むまで遅延した場合、フレーム・カウンタは容積走査カ
ウンタより大きく、レーダが計画より遅れていることを
示す。容積走査が計画より進んでいる場合、図３８の論
理は判定ブロック１２６０のイエス出力を出て図３９の
論理節４へ進む。容積走査が計画より遅れている場合、
論理は判定ブロック１２６０のノー出力から出て、ブロ
ック１２６２へ進む。ブロック１２６２は、容積走査カ
ウンタのインクレメント動作と、容積走査完了ポインタ
を１の初期値へリセットすることゝを表わし、これによ
ってこの後の論理ブロック１２６６は、現在の計画フレ
ームが完了する前に新しい容積走査を開始する。容積走
査が完了していないか、或いは容積走査が未完了である
か或いは計画より遅れている場合、論理は判定ブロック
１２５８又は１２６０のノー出力を出て、最終的にブロ
ック１２６６に達する。ブロック１２６６は、図４−７
のＴＣＵ ５８に対する次の容積走査パラメータ／制御
ブロックを構成することを表わす。このパラメータ・ブ
ロックは、発生すべきペンシル形ビームを表わすデータ
と、各々の個別のアンテナ・ビームで送信すべき各々の
ＰＲＦのパルスの数と、図４−７のブロック６２にある
バッファに対するアドレス順序と、送信周波数及びパル
ス幅と、パルス・コードと、減衰器（を使う場合は、そ
の）設定値と、偏光の設定と、検出閾値の制御と、計器
測定距離と、その他の変数とを含む。ブロック１２６６
から論理はブロック１２６８へ進む。このブロックは容
積走査完了ポインタの更新を表わす。ブロック１２６８
から論理は論理節５を介してこれから説明する図４１の
論理図へ進む。
【０１４６】再び図３６に戻って、速い追跡更新を実施
する時、論理は判定ブロック１２１８をイエス経路から
出て行き、論理節１を介して図３７の論理図に入る。図
３７で、論理は節１から判定ブロック１２４２へ進む。
このブロックは、専用追跡が確認されたかどうかを判定
する。専用追跡が確認されていなければ、論理は判定ブ
ロック１２４２のノー出力を出て、別の判定ブロック１
２４６へ進む。専用追跡が確認されていれば、論理は判
定ブロック１２４２のイエス経路を出て、専用標的に対
する優先順位の割当てを表わすブロック１２４４に達す
る。レーダ計画の設計の当業者であれば、従来、標的に
優先順位を割当てる方法が数多く利用出来ることを承知
していよう。これをするのは、どの標的に、それを追跡
するレーダ・ビームを割当てるかを決定し、どの標的に
は特別にレーダ・ビームを割当てないかを決定して、限
られたレーダ資源を最も効率よく利用する為である。当
業者であれば、標的の優先順位が、レーダの使命に応じ
て、標的の距離、速度、高度、下降速度、場所、旋回速
度又は上記並びにその他のパラメータの種々の組合せに
よって定めることが出来ることを承知していよう。図４
２は、ブロック１２４４で優先順位を割当てる為に考え
られる１つの方式を示すフローチャートである。
【０１４７】図４２は図３７のブロック１２４４で優先
順位を定めることを示すフローチャートである。論理は
経路１２４３を介して、図４２のフローチャートに入
り、判定ブロック１２０１２に達すると、各々の標的に
対し、速度が判っているかどうかの初期判定を下す。標
的の速度は、それを捉えたのが最近であって、速度を決
定する程の時間の間、それが追跡されていない場合、判
っていないことがある。速度が判っていれば、論理は判
定ブロック１２０１２のイエス経路を出て、別の判定ブ
ロック１２０１４に達する。判定ブロック１２０１４は
標的の距離を検査する。２０ ｎｍより大きい距離の所
にある標的は、それより接近している標的程重要ではな
いと見なされ、従って距離が２０ ｎｍを越えれば、論
理は判定ブロック１２０１４をノー出力から出て、ブロ
ック１２０１６に達する。ブロック１２０１６は最も低
い優先順位である優先順位Ｐ＝５を割当てることを表わ
す。論理はブロック１２０１６から中間論理経路１２０
２３へ進む。標的の距離が２０ ｎｍ未満である場合、
論理は判定ブロック１２０１４のイエス出力を出て、別
の判定ブロック１２０１８に達する。判定ブロック１２
０１８は、標的が空港の滑走路を含む方位円弧又は扇形
内にあるかどうかを調べる為に、標的の座標の比較を表
わす。この円弧内にある標的が、この円弧の外側にある
ものよりも一層重要であると見なされる。標的が円弧の
外側にあれば、論理は判定ブロック１２０１８のノー出
力を出て、判定ブロック１２０２０に達する。これは標
的の速度に応じて優先順位を割当てる。速度が１６０ノ
ット未満の標的は、ブロック１２０２２で優先順位Ｐ＝
６が割当てられる。速度が１６０ノットより高い標的で
は、論理が判定ブロック１２０２０のイエス出力を出て
行き、ブロック１２０２４で優先順位Ｐ＝７が割当てら
れる。論理は、ブロック１２０２２及び１２０２４から
中間経路１２０２３へ進む。標的の座標が、重要と考え
られる円弧以内にあれば、論理は判定ブロック１２０１
８のイエス出力を出て、判定ブロック１２０２６に達す
る。判定ブロック１２０２６は標的の高度を調べる。高
度が７，０００呎を越える所にある標的は、７，０００
呎未満の標的程重要でないと見なされ、従ってこう云う
場合、論理は判定ブロック１２０２６のノー出力を出
て、ブロック１２０２８でＰ＝８が割当てられる。標的
の高度が７，０００呎未満であれば、論理は判定ブロッ
ク１２０２６のイエス出力を出て、判定ブロック１２０
３０に達する。判定ブロック１２０３０は標的の速度を
検査し、速度が１３５ノット未満である標的では、論理
はブロック１２０３２へ進み、そこでＰ＝９が割当てら
れる。動きの速い標的は一層重要であると見なされ、速
度が１３５ノットより大きい標的では、論理は判定ブロ
ック１２０３０のイエス出力を出て行く。論理は判定ブ
ロック１２０３４のイエス出力からブロック１２０３４
に達し、そこでこう云う標的にＰ＝１０が割当てられ
る。
【０１４８】優先順位の割当ては、未知の速度を持つ標
的に対しても、図４２で行なわれる。こう云う標的が、
高い速度を持ち、それに対応して高い優先順位を持つと
想定する注意を払わなければならない。未知の速度を持
つ標的では、判定ブロック１２０１２のノー出力を出
て、距離を検査する判定ブロック１２０５０に達する。
距離が２０ ｎｍより大きい標的では、論理が判定ブロ
ック１２０５０のノー出力を出てブロック１２０５２に
達する。このブロックは優先順位Ｐ＝６を割当てる。ブ
ロック１２０５２から論理は中間経路１２０６４へ行
く。距離が２０ ｎｍより大きい標的では、論理は判定
ブロック１２０５０のイエス出力を出て別の判定ブロッ
ク１２０５４に達する。判定ブロック１２５４は、標的
の座標を、判定ブロック１２０１８と同じ様な形で、滑
走路を含む円弧又は扇形と比較する。この円弧の外側に
ある標的では、論理はブロック１２０５６に達し、そこ
でＰ＝７が割当てられる。円弧の中にある標的では、論
理はイエス経路を通って判定ブロック１２０５８へ移
り、このブロックが標的の高度を７，０００呎と比較
し、夫々７，０００呎より上及び下の標的では、論理が
ブロック１２０６０又は１２０６２に進み、Ｐ＝９又は
１０が夫々割当てられる。
【０１４９】図４２で一旦初期優先順位が割当てられる
と、論理は論理経路１２０２３又は１２０６４の一方を
通って判定ブロック１２０３６に達し、このブロックは
標的が操作中であるかどうかを経歴データから判定す
る。標的が操作中であれば、ブロック１２０３８で優先
順位ＰをＰ＋１にインクレメントしてから、別の判定ブ
ロック１２０４０に達する。判定ブロック１２０４０は
装置が標的の照射をぐずぐず遅らせたかどうかを判定す
る。それまで遅らせていれば、論理はブロック１２０４
２へ進む。これはＰをＰ＋２の値へインクレメントす
る。これは、照射の遅れた標的が優先順位を素早く駆け
上がることの保証になる。その後、論理は判定ブロック
１２０４４に達し、このブロックは標的が新しく捉えた
ものであるかどうかを判定する。そうでなければ、論理
はノー出力及び経路１２０６６を通ってブロック１２０
４８に進む。標的が新しければ、論理は判定ブロック１
２０４４のイエス経路を出て、ブロック１２０４６を通
ってからブロック１２０４８へ進む。ブロック１２０４
６は優先順位をＰからＰ＋１へインクレメントすること
を表わす。ブロック１２０４８は、問題の標的に対する
優先順位データをその標的に割当てられたメモリに結合
することを表わしており、こうして更に停留の計画動作
がとれる様にする。論理はブロック１２０４８から経路
１２４５を通って図３７の判定ブロック１２４６へ進
む。
【０１５０】再び図３７に戻って説明すると、論理はブ
ロック１２４２又はブロック１２４４から判定ブロック
１２４６へ移る。判定ブロック１２４６は図４１のブロ
ック１２８２が記憶するデータを検査して、新しい標的
又は操作中の標的が存在するかどうかを判定する。新し
い標的又は操作中の標的が存在しなければ、論理は判定
ブロック１２４６のノー出力を出て、判定ブロック１２
５０に達する。新しい標的又は操作中の標的が存在する
と判定されると、論理はブロック１２４６のイエス出力
を出てブロック１２４８に達する。ブロック１２４８は
標的の優先順位を設定することを表わし、前に図４２に
ついて詳しく説明したブロック１２４４と同様である。
論理はブロック１２４８を出て、判定ブロック１２５０
に達する。判定ブロック１２５０は、図４１のブロック
１２８２によってメモリに記憶されている処理済みの検
出及び追跡ファイルを検査して、遅らせた追跡標的が存
在するかどうかを判定する。存在しなければ、論理はノ
ー出力を通ってブロック１２５４へ行く。遅らせた追跡
標的が存在する場合、論理は判定ブロック１２５０のイ
エス出力を出て、ブロック１２５２で標的の優先順位を
設定してから、ブロック１２５４に達する。ブロック１
２５２もブロック１２４４と同様である。
【０１５１】図３７のブロック１２５４は優先順位の順
番に、追跡の優先順位を分類し、利用し得る停留時間を
全部使い切るまで、停留時間を割当てることを表わす。
レーダ制御の当業者であれば、特定の標的又は特定の標
的の集まりを追跡する為に専用にするレーダ時間の長さ
を割当てる（又は計画する）方法を決定するのに従来種
々の方法を利用し得ることを承知していよう。この１つ
の方法が一定テンプレート方式であり、この場合、ある
一定量のレーダ資源が、最大数の標的を追跡する為に、
常に規則的な間隔で利用し得る。一定テンプレート方法
では、一旦標的の最大数に達すると、それまでの追跡を
取消すまで、他の標的を追跡することは出来ない。更
に、一定テンプレート計画装置は、標的の特性に関係な
く、全ての標的に同じレーダ資源を適用するのが普通で
ある。一定テンプレート計画装置は、例えば追跡すべき
標的は１つしかないのに、１０個の追跡停留に時間を割
当てると云う様に、使われないかもしれないのに、レー
ダ資源を割当てると云う欠点がある。
【０１５２】現在のフレーム中で専用追跡停留の為に利
用し得る残りの停留時間は、各々の専用追跡停留が１０
mSを必要とすること、並びに専用追跡停留に毎秒１００
mSより長い時間は割当てないこと、即ち、専用追跡又は
標的が１０個より多く存在しても、容積捜査又は気象走
査から時間が「盗まれる」ことがないと仮定すると、ブ
ロック１２５４で計算することが出来る。１０個より多
くの標的が存在する場合、現在の１秒の期間で照射する
ことのできない標的は遅らせる。前に述べた様に、遅ら
せた標的は、後続期間の間一層高い優先順位が許され
る。現在の５秒フレームで専用追跡の為に残っている時
間がＴＲと表わされ、これは次の５秒フレーム期間の開
始時刻（ＮＸＴＦＲＭ）から、現在のフレーム時間内の
次の専用追跡期間の開始時刻（ＴＮ）を差引いた値に等
しい。即ち、ＴＲ＝ＮＸＴＦＲＭ−ＴＮ。追跡の為に残
っている時間がＴＴと記され、ＴＴはＴＲと、現在のフ
レーム中で、容積走査（ＴＶＳ）、気象走査（ＴＷＸ）
及び特殊機能（ＴＳＰＦ）に割当てられる残りの時間と
の差である。即ち、ＴＴ＝ＴＲ−ＴＷＸ−ＴＶＳ−ＴＳ
ＰＦ。追跡の為に利用し得る合計時間を正しく割当てる
ことが出来る様に、現在の５秒フレーム内に幾つの１秒
期間（ＮＴ）が残っているかを知ることが必要である。
ＮＴの値は関数ＩＮＴ（・）によって決定される。これ
は、引数の切捨て整数部分である。ＮＴ＝ＩＮＴ（Ｔ
Ｒ）。現在の期間の毎秒で速い追跡更新を実行する為に
利用し得る時間の長さ（ＴＴＮ０）が単純な割合ＴＴＮ
０＝ＴＴ／ＮＴによって決定される。次の１秒期間ＴＴ
Ｎの間に速い追跡更新の為に割当てるべき時間の長さ
は、ＴＴＮ０及び１００mSの内、関数ＭＩＮ（・，・）
によって決定される小さい方である。即ちＴＴＮ＝ＭＩ
Ｎ（ＴＴＮＯ、１００mS）。
【０１５３】停留時間を割当てる２番目の方法は、レー
ダのある予定の限界又は物理的な限界に達するまで、容
積捜査の様な他の用途からレーダ資源を改めて割当てる
適応方式である。適応形割当てゞは、各々の追跡に割当
てられるレーダ資源の量は、優先順位又はその他の標的
のパラメータ次第であり、所定の割当て論理に従って、
必要なだけ頻繁に変えることが出来る。こゝで説明する
特定の実施例では、例としてだけ云うのであるが、ブロ
ック１２５４による追跡される標的に対するレーダ資源
の割当ては、毎秒１００ミリ秒までゞある。各々の標的
に対する公称の割当ては、標的当たり毎秒１０mSに対応
して、１kHz でパルス１０個である。これは、夫々に対
し１Hzの更新で１０個までの標的を追跡することが出来
る様にする。然し装置はパルス・ドップラー・モードで
動作するから、ある標的に対してＰＲＦを調節して、一
層よい信号対クラッタ比を達成する為に、ドップラー応
答をゼロ・ドップラー・フィルタの外へ移すことが要求
されることがある。これは一層長い停留を必要とするこ
とがあり、標的当たり１０ミリ秒より長い時間を要する
ことがあり、他の標的に割当てる為に残るフレーム当た
りの時間が一層短くなる。図３７の論理は、優先順位が
一層低い標的であって、毎秒１００ミリ秒の割当てを越
える様な標的を単に遅らせるものである。このアルゴリ
ズムは、使った合計時間及び利用し得る時間を記録して
おいて、この後に追跡サイクル毎に、残った時間の割当
てのやり直しをし、こうして優先順位が一層低いある標
的及び遅らせた標的は、５秒のフレーム時間にわたって
平均して、毎秒１００ミリ秒と云う全体的な割当ての範
囲内で、資源が利用し得る時には何時でも、サービスを
受ける。レーダ装置は、この発明の本質を変更せずに、
この他の計画及び割当て方式を利用することも出来る。
【０１５４】図３７のブロック１２５４は、次の追跡順
序の間、追跡する計画になっている標的に対し、図４１
のブロック１２８２に記憶された追跡パラメータを使う
こと、並びに追跡停留を実行すべき時への標的の位置パ
ラメータの外挿を行なうことを表わす。外挿された距離
及び角度情報と距離速度が、各々の標的を追跡する為に
使われるＰＲＭ、パルス幅及びパルス数を選ぶ為に、ブ
ロック１２５４によって使われる。
【０１５５】論理は、図３７のブロック１２５４からブ
ロック１２５６へ移る。これは、図４−７のタイミング
制御装置５８に対する追跡制御ブロックを構成すること
を表わす。ブロック１２５６は外挿されたパラメータを
ディジタル・ワードに変換し、それを制御ワードと組合
せ、それがＴＣＵ ５８の作用を受けた時、レーダが、
標的の位置及びその他のパラメータを測定する為に、標
的の方向に追跡ビームを放射する様にするのに必要な一
連の動作を実行させる。ブロック１２５６が、次の追跡
順序の間に実行することが計画されている全ての追跡停
留に対するこの様な全てのパラメータ／制御ワードを連
結し、その結果得られた情報ブロックを、図４１につい
て述べた様にＩ／Ｏ待ち行列を管理するソフトウエアで
使う為、メモリに記憶する。追跡制御ブロックが、発生
すべき追跡ペンシル形ビーム、パルスの数とＰＲＦ、図
４−７のブロック６２に対するバッファ・アドレス順
序、送信パルス幅、送信周波数、パルス・コード、減衰
器の設定値、計器測定距離の出発及び停止値、偏光の設
定値、検出閾値制御パラメータ、及び計画された各々の
追跡停留に対する標的追跡番号に関する情報を含む。論
理はブロック１２５６から論理節５を介して図４１の論
理図へ進むが、これは後で説明する。
【０１５６】図３６の判定ブロック１２２０が、気象走
査を実施すべきであると決定した時、論理は論理節２を
介して図４０の論理図へ差向けられる。気象捜査用の走
査が、公称５秒のフレーム時間よりずっと長いある期間
の後に走査が完了する様に、各々の計画フレームの間に
停留時間が割当てられる。例えば、伴流の渦の捜査機能
は、６０秒毎に１回繰返す様に選ぶことが出来、気象図
作成機能は３００秒毎に１回繰返す様に選ぶことが出来
る。更に、この例では、気象走査は、連続的に繰返され
る気象捜査用の走査を行なう為に、完了した直後でも、
常に計画されて実行される。気象走査完了ポインタは、
予め記憶されている順序の中のどの停留が完了し、どれ
がこれから実行すべきであるかを表示する。図４０で、
判定ブロック１２７０が気象走査完了ポンイタを検査
し、気象走査が完了したかどうかを判定する。完了して
いなければ、論理は判定ブロック１２７０のノー出力を
出てブロック１２７４に達する。気象走査完了ポインタ
が、気象走査が完了していることを示せば、ブロック１
２７４に来る前に、論理ブロック１２７２で、ポインタ
が１の値にリセットされる。これによってこの後の論理
が直ちに次の気象走査を開始する。ブロック１２７４
は、図４−７のＴＣＵ ５８で使う為に、次の気象走査
のパラメータ・ブロックを構成することを表わす。論理
はブロック１２７４からブロック１２７６へ移る。ブロ
ック１２７６は気象走査完了ポインタをインクレメント
することを表わす。気象走査完了ポインタは、現在の気
象捜査用の走査の間、気象捜査用の停留の予め記憶され
ている順序の内のどの停留が計画され並びに／又は実行
され、そしてどの停留がこれから計画されて実行される
べきであるかを示す様にする分だけ、インクレメントさ
れる。論理はブロック１２７６から論理節５を介して、
これから説明する図４１の論理図へ進む。
【０１５７】図４１のブロック１２７８は、後で図４−
７のＴＣＵブロック５８にＤＭＡ転送する為、最も最近
に構成された制御ブロックを制御待ち行列にのせる為の
論理を表わす。ブロック１２７８が独特な指数コードを
用いて、パラメータ／制御ブロックにある各々の停留を
割出す。このコードは、ある停留と次の停留とで一定量
だけ前進する。停留指数はパラメータ／制御ブロックの
境界に関係なく前進し、予め定められた最大値まで増加
し続け、この最大値に達すると、予め定められた初期値
にリセットされ、そして割出し順序が再び開始される。
停留指数は、計画され且つ実行された全ての停留の記録
をとっておく為にレーダによって使われ、ＴＣＵメッセ
ージの停留実行状態部分にあるＴＣＵブロック５８によ
り、ＲＣＣブロック７８に戻され、ＲＳＣＰ論理が、パ
ラメータ／制御ブロックの組立てとレーダの停留の実行
とを同期させることが出来る様にする。論理はブロック
１２７８から図４１のブロック１２８０に入り、そこで
先入れ先出し（ＦＩＦＯ）データ・ブロック待ち行列か
ら、ＤＰブロック７２（図４−７）から次に来るメッセ
ージが取出され、その後ブロック１２８２で処理され
る。ブロック１２８２は、新しい標的の位置を計算し、
追跡報告から測定値を計算すると共にフィルタをかけ
て、新しい測定値で各々の追跡ファイルを更新し、遅ら
せた追跡及び検出されなかった追跡を外挿し、専用追跡
を必要とする標的を確認すると共に操作中の標的を確認
し、更新された結果を記憶する為に必要な、全般的に従
来周知の形式のプログラミング及びルーチンを表わす。
この後、更新された結果が、図３７の追跡計画プログラ
ム論理回路によって使われる。プログラムはブロック１
２８２からブロック１２８４に移るが、ブロック１２８
４はＴＣＵメッセージ待ち行列から現在の時刻及び停留
発生状態を集めることを表わす。論理はブロック１２８
４から判定ブロック１２８６へ移り、そこでプログラム
は現在の時刻及び停留実行状態を制御待ち行列にある最
後の制御ブロックの終り時刻に対して検査する。時間差
及び停留実行状態が、定常的な制御ストリームを保つ為
に、次の制御ブロックを組立てなければならないことを
示すと、プログラムは判定ブロック１２８６をイエス出
力から出て、論理節６を介して図３６の主経路へ戻る。
定常的な制御ストリームは、レーダ装置を最も効率的に
利用するので、即ち、指示されたＴ／Ｒ動作の順序の中
で、その時にレーダ装置が遊んだまゝでいる様な目につ
く程の時間的なすき間がないので、非常に望ましい。そ
うでない場合、論理は判定ブロック１２８６のノー出力
からブロック１２８０へ移る。
【０１５８】図４３は、従来の距離サイドローブを減少
する為に、図４−７のＤＳＰブロック６８に入れること
の出来る処理の一部分の簡略ブロックである。図４３
で、ブロック６２にある複素数アナログ・ディジタル変
換器からのＩ＋ｊＱ信号が入力ポート１３１０を介し
て、ブロック１３１２として示したパルス圧縮器に印加
される。入力のＩ＋ｊＱ信号はディジタル形式であるこ
とが好ましいが、アナログであってもよく、１つのペン
シル形ビームの位置で標的から反射された一連のパルス
を表わす。パルス圧縮器は従来公知であって、例えばア
ナログ装置では送信パルス・コードに釣合わせた表面音
響波（ＳＡＷ）フィルタをベースバンドＩ＋ｊＱへの下
向き変換の前に入れることにより、又はディジタル装置
ではプロセッサとして構成することが出来る。パルス発
振器１３１２の出力は不所望の距離サイドローブを持つ
比較的持続時間の短いパルスである。距離サイドローブ
抑圧器が圧縮されたパルスに作用して、距離サイドロー
ブを減少する。距離サイドローブ抑圧器１３１４は、デ
ィジタルのＩ＋ｊＱベースバンド信号に作用する別のプ
ロセッサとして構成することが出来る。このプロセッサ
は、ゼロ・ドップラー偏移の仮定に基づいて設計され
る。パルス圧縮器の場合と同じく、ゼロ・ドップラー偏
移の同じ仮定に基づく距離サイドローブ抑圧は、この代
りに、ディジタル化したベースバンドのＩ＋ｊＱに変換
する前に、レーダ受信機のアナログ部分にある別のＳＡ
Ｗフィルタによって行なってもよい。然しこの方式はド
ップラーに対する寛容性がなく、従来技術を表わすもの
であり、この実施例はそれに対する改良である。圧縮さ
れ、サイドローブを減少したパルスが、抑圧器１３１４
から、合せてフィルタ・バンク１３１６として示した狭
帯域ドップラー・フィルタのバンクに印加される。バン
ク１３１６の各々のフィルタ素子が、特定の狭い周波数
帯ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 ……ｆm に応答し、こうして到来信
号を複数個の周波数ビンに分離する。その周波数は、標
的の半径方向速度に帰因するドップラー周波数に関係す
る。図４７はベースバンド・スペクトルｆ1 と別のスペ
クトルｆ2 ，ｆ3 ……ｆm と示しており、それらを一緒
にしたものがフィルタ・バンク１３１６からの出力信号
である。所定のドップラー偏移を持つエコーが１つのフ
ィルタ出力だけから実質的な出力を発生する。速度の選
択性を最善にする為には、図４３のフィルタ・バンク１
３１６のフィルタ素子ｆ1 ，ｆ2 ，ｆ3 ……ｆm の帯域
幅は狭く、数ヘルツ又はそれ未満の範囲内である。ブロ
ック１３１６として表わしたドップラー・フィルタのバ
ンクは、速いフーリエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムによ
って、離散的なフーリエ変換（ＤＦＴ）を実施する信号
プロセッサによって構成してもよい。各々のフィルタの
出力は、一連のドップラー・フィルタにかけた距離トレ
ースの和となる距離トレースである。従って、特定のフ
ィルタの出力が、その中心周波数に対応する特定のドッ
プラー周波数、並びにフィルタの帯域幅に関係するが、
この中心周波数を中心とした小さい範囲のドップラー偏
移を持つ標的のエコーを表わす。各フィルタの出力が対
応する振幅検出器１３１８ａ，１３１８ｂ，１３１８ｃ
……１３１８ｍに結合されて信号を発生し、これらの信
号は、配列にした時、適当な検出器の出力を選ぶことに
より、標的の速度に従って分類することが出来る。各々
のドップラー周波数ビンの中で、標的の距離は信号の到
着時刻から判る。
【０１５９】前に述べた様に、図４３のブロック１３１
２に於けるパルス圧縮は距離サイドローブを生じ、これ
は問題の標的からの戻りの実際の時刻以外の時刻を表わ
す振幅応答の形をしており、従って考えられる他の距離
を表わす。これが距離の曖昧さを導入する。ブロック１
３１４で示す距離サイドローブ抑圧が、ドップラー周波
数偏移に帰因するある移相に対し、実質的な距離サイド
ローブの抑圧を行なうが、他の移相では抑圧作用が小さ
くなることがあることが判った。この為、従来の距離サ
イドローブ抑圧は、標的の半径方向速度の特定の値に対
して最適にすることが出来るが、他の速度では抑圧が小
さくなる。
【０１６０】距離サイドローブ抑圧の感度を制御する量
は、圧縮されていない送信パルスの持続時間とドップラ
ー周波数偏移との積である。この積は圧縮されていない
パルスの持続時間にわたってドップラー移相として測定
することが出来、これを「ドップラー位相変化」φDVと
呼ぶが、これは
【０１６１】
【数６】 φDV＝２πｆd Ｔ0 （ラジアン） （６） で表わされる。
【０１６２】こゝでｆd はヘルツ単位のドップラー周波
数偏移であり、Ｔ0 は秒単位の圧縮されていないパルス
の持続時間である。
【０１６３】この発明の実施例では、距離サイドローブ
が、一連の標的のエコー又はパルスを複数個のドップラ
ー又は周波数「ビン」に分離し、各々のビンに別々に距
離サイドローブ抑圧を適用する方法によって抑圧され
る。
【０１６４】図４４ａはこの発明の１実施例のプロセッ
サの簡略ブロック図である。図４３と対応する図４４ａ
の素子は同じ参照数字で表わされている。図４４ａのプ
ロセッサは複数個の距離サイドローブ抑圧器１３２８
ａ，１３２８ｂ，１３２８ｃ……１３２８ｍを用いてお
り、ドップラー・フィルタ・バンク１３１６のドップラ
ー・フィルタ素子に１つずつ付設されている。各々の距
離サイドローブ抑圧器に異なるフィルタ・パラメータを
用いて、関連するドップラー・フィルタ素子の中心周波
数に対する距離サイドローブ抑圧を最適にすることが出
来る。これによって全体的な距離サイドローブ抑圧が大
幅に改善される。これは、各フィルタの出力に於ける周
波数の範囲が数ヘルツ程度と小さくなるからである。こ
れは、フィルタの中心周波数の小さな百分率を表わすこ
とがある。この為、各々の距離サイドローブ抑圧器を１
つの周波数で最適にすることが出来、最適にした周波数
の小さな百分率で周波数のある範囲に帰因する小さな移
相によって、その性能が過度に劣化することがない。コ
ストの点で同一の抑圧器を使うことが出来る様に、各々
の距離サイドローブ抑圧器に異なる抑圧パラメータを必
要としない様にする為、フィルタ・バンク１３１６の
（最低周波数のフィルタ素子ｆ1 を除く）各フィルタ素
子からのフィルタ作用を受けた出力信号が、共通の周波
数範囲に変換される。適当な範囲は、フィルタ素子ｆ1
の「ベースバンド」範囲であり、これは例えば０ヘルツ
から数ヘルツに及ぶ範囲であってよい。図４４ａでは、
フィルタ・バンク１３１６のフィルタ素子ｆ1 からの出
力が直接的にゼロ・ドップラー・サイドローブ抑圧器
（ＺＤＳＳ）１４２８ａに印加される。これは、フィル
タ素子ｆ1 の出力周波数範囲が既にベースバンドにあ
り、従って変換を必要としないからである。他の全ての
フィルタ素子ｆ2 ，ｆ3 ……ｆm からの出力が、各々の
フィルタ出力をベースバンドに変換する為に、乗算器１
４２０に個別に印加される。例えば、フィルタ・バンク
１３１６のフィルタ素子ｆ2 の出力が乗算器１４２０ｂ
の第１の入力ポートに接続される。乗算器１４２０ｂの
第２の入力ポートが信号 ｅｘｐ（−ｊ２πｆ2 ｋτ0 ） ｋ＝０、１，…… こゝでｆ2 はフィルタ・バンク１３１６の対応するフィ
ルタ素子の中心周波数、τ0 は距離標本化期間及びｋは
整数の時間指数である。の発振源（図４４ａに示してな
い）に結合されている。
【０１６５】従って、発振周波数は、フィルタ・バンク
１３１６の対応するフィルタ素子の中心にある中心ドッ
プラー周波数に負の符号をつけたもの（即ち、絶対値と
しては同じ周波数であるが、１８０°位相がずれてい
る）である。例えば、乗算器１４２０ｃに印加される発
振信号ｅｘｐ（−ｊ２πｆ3 ｋτ0 ）はフィルタ・バン
ク１３１６のフィルタ素子ｆ3 が中心とする周波数ｆ3
に負の符号を付したものである。発振信号に伴う初期移
相は重要ではない。これは、最終的にはドップラー・チ
ャンネル信号の大きさだけを使うからである。本質的に
はドップラー・フィルタ・バンク１３１６の個々の素子
ｆ2 ，ｆ3 ……ｆm の出力信号が乗算器１４２０によっ
てヘテロダイン検波されて、ゼロ周波数を中心とし、こ
の時、同一のゼロ周波数ドップラー距離サイドローブ抑
圧器（ＺＤＳＳ）１４２８を使うことが出来る。例え
ば、ＺＤＳＳ １４２８ａがフィルタ素子ｆ1 に結合さ
れ、ベースバンド距離サイドローブの減少を行なう。Ｚ
ＤＳＳ １４２８ｂが乗算器１４２０ｂの出力に結合さ
れ、本来はｆ2 であるが、ベースバンドに下向き変換さ
れたフィルタ作用を受けた信号をそれから受取り、ベー
スバンド信号中のサイドローブを抑圧する。下向き変換
過程が全体として図４７に示されており、この時、周波
数ｆ2 ……ｆm を持つフィルタ作用を受けた信号が、矢
印１６１２，１６１３，１６１４……１６１４ｍで表わ
した乗算過程により、ベースバンドに変換される。他の
各々のＺＤＳＳ １４２８……１４２８ｍも、ベースバ
ンドに下向き変換された信号を受取る。この為、全ての
ＺＤＳＳは同一である。ＺＤＳＳ１４２８ａ……１４２
８ｍの出力が夫々検出器（ＤＥＴ）１３１８ａ……１３
１８ｍに印加される。
【０１６６】図４４ｂは、入力の変化が、有限の時間に
わたって出力に変化を生ずると云う意味で、「有限イン
パルス応答」（ＦＩＲ）形フィルタと呼ばれる形式のタ
ップつき遅延線又は横形フィルタを示す。図４４ｂのＦ
ＩＲフィルタを図４４ａの構成で任意の距離サイドロー
ブ抑圧器１４２８として使うことが出来る。明確にする
為、図４４ｂの構成では、図４４ａのゼロ・ドップラー
・サイドローブ抑圧器（ＺＤＳＳ）１４２８ｂを示して
いる。図示の様に、ＺＤＳＳ １４２８ｂが遅延構造１
４４０を含み、これが入力ポート１４４２に信号を受取
り、この信号を、節１４４４ａ，１４４４ｂ……１４４
４ｎとして示したタップを通り越して、右へ伝搬させ
る。隣合ったタップの間の時間的な間隔が距離標本化期
間τ0 に等しい。この遅延構造はシフトレジスタであっ
てよい。各々の節１４４４が、三角形の記号１４４６
ａ，１４４６ｂ……１４４６ｎで示したタップ重み乗算
器に結合される。乗算器１４４６からの遅延させて加重
された信号が組合せ合計器（Σ）１４５０に印加され、
フィルタ作用をかけた又は距離サイドローブを抑圧した
所望の信号を発生する。合計信号が合計器１４５０の出
力から図４４ａの検出器１３１８へ印加される。タップ
の数並びに加える重みは、公知の形でフィルタ毎に容易
に計算されるが、これを後で説明する。
【０１６７】図４５ａは、図４４ａの構造よりも、一層
大きなドップラー周波数偏移並びに／又は一層大きな持
続時間−帯域幅積により適したこの発明の実施例の簡略
ブロック図である。図４４ａと対応する図４５ａの素子
は同じ参照数字で表わしてある。図４５ａで、レーダ・
エコーの複素数包絡線を表わすＩ＋ｊＱ信号と、このエ
コーと組合さった受信機の雑音があればそれを加えたも
のが、ポート１３１０を介して、パルス圧縮せずに、ド
ップラー・フィルタ・バンク１３１６に印加される。フ
ィルタ・バンク１３１６が信号を周波数ビンに分離し、
各々のビンの信号を別々のプロセッサ（ＰＣ＆ＳＳ）１
５２８に印加する。プロセッサは、パルス圧縮及び距離
サイドローブ抑圧の両方の作用を果す。図４４ａの構成
の場合と同じく、周波数が一番低いビンからの出力、即
ち、ｆ1 ビンからの出力が、乗算又は周波数変換をせず
に、関連するプロセッサ１５２８ａに直接的に印加され
る。フィルタ素子ｆ2 乃至ｆm からの出力信号は対応す
る乗算器１４２０に個別に印加される。例えば、フィル
タ・バンク１３１６のフィルタ素子ｆ3 の出力ポートが
乗算器１４２０ｃの入力に接続される。乗算器１４２０
ｃは、フィルタ素子ｆ3 の中心周波数に負の符号をつけ
たものである発振信号ｅｘｐ（−ｊ２πｆ3 ｋτ0 ）を
源（図４５ａには示してない）から受取る。前に述べた
様に、これはフィルタ素子ｆ3 の信号出力をベースバン
ドに変換する効果を持つ。フィルタ・バンク１３１６の
（フィルタ素子ｆ1 を除く）他の各々のフィルタ素子の
出力信号が同様に処理され、その結果、全てのフィルタ
素子の出力信号が、フィルタ素子の帯域幅と対応する帯
域幅を持つベースバンド信号に変換される。前に述べた
様に、この帯域幅が小さく、数ヘルツ程度又はそれ未満
である。
【０１６８】図４５ｂは図４５ａで使うことが出来る信
号プロセッサ１５２８の簡略ブロック図である。明確に
する為、図４５ｂは図４５ａのパルス圧縮及び距離サイ
ドローブ抑圧プロセッサ１５２８ｃを表わしている。図
４５ｂでプロセッサ１５２８ｃがカスケード接続にした
２つのＦＩＲフィルタ１５３０，１５６０を有する。図
４５ａの乗算器１４２０ｃからの下向き変換された信号
が、遅延線（アナログ）又はシフトレジスタ（ディジタ
ル）１５４０の入力ポート１５４１に印加され、この遅
延線又はシフトレジスタは信号が右へ伝搬することが出
来る様にする。距離サンプル間隔であるτ0 だけ隔たっ
た１組のタップ１５４４ａ，１５４４ｂ……１５４４ｎ
が、伝搬する信号を標本化し、サンプルを１組の乗算器
１５４６に印加し、この乗算器がサンプルに加重する。
組合せ形合計（Σ）回路１５５０が加重された信号サン
プルを合計して、フィルタ作用をかけた中間信号をデー
タ通路１５５２に発生する。この中間信号がデータ通路
１５５２を介して第２のＦＩＲフィルタ１５６０に印加
される。フィルタ１５６０は、構造的にはフィルタ１５
３０と同様であるが、異なる遅延、タップ数及び重みを
持つことが出来る。フィルタ１５６０が、データ通路１
５６２にパルス圧縮して距離サイドローブを抑圧した信
号を発生し、それが図４５ａの対応する大きさ検出器１
３１８ｃに印加される。図４５ｂのフィルタ１５３０，
１５６０は線形であるから、それらは何れの順序でカス
ケード接続してもよい。フィルタ１５３０がパルス圧縮
をし、フィルタ１５６０がサイドローブの減少を施して
もよいし、或いはその逆であってもよい。周知の様に、
フィルタ１５３０，１５６０の作用を１個のフィルタに
組合せることが出来る。こゝで特に必要なことは、距離
サイドローブを減少する機能が、各々の周波数ビンにあ
る信号成分に対して個別に行なわれることである。この
条件が充たされる時、距離サイドローブの抑圧は、各々
の周波数増分に対して最適にすることが出来、抑圧作用
を維持することが出来る。
【０１６９】整合フィルタ作用（即ち、パルス圧縮）及
び距離サイドローブ抑圧の全般的な方式を図４５ａにつ
いて説明する。パルス圧縮及び距離サイドローブの抑圧
の組合せが、各々の複素数乗算器の後に続く。各々の複
素数乗算によって、圧縮されていないパルスにわたる残
留ドップラー移相が除かれるから、圧縮されていないパ
ルスに残留ドップラー移相が残らない。各々のパルス圧
縮器及び距離サイドローブ抑圧器はゼロ・ドップラー形
である。従って、全てのパルス圧縮器及び距離サイドロ
ーブ抑圧器が、この為、同一である。
【０１７０】図４４−４７について説明したこの発明の
実施例の数学的な裏付けを解析すれば、次の様になる。
差当たって、図４５ａのＦＦＴドップラー・フィルタ・
バンク１３１６の１つの出力に集中して考えると、この
出力は、τ0 で表わした距離標本化期間の所にある離散
的な時間の距離サンプルを表わす一連の複素数で構成さ
れる。この順序を次の式で表わす。
【０１７１】ｐs （ｋτ0 ），ｋ＝０，１，２，…；ｓ
＝０，１，……，Ｍ−１ こゝでｋは整数の時間指数であり、ｓが種々のドップラ
ー・フィルタの出力を割出す。ｓが、フィルタｓが同調
している幾つかのドップラー周波数を割出すと云うこと
も出来る。この後、複素数順序ｐs （ｋτ0 ）に前に述
べた様に乗算器１４２０で次の複素数指数関数を乗ず
る。
【０１７２】
【数７】 ｅｘｐ（−ｊ２πｆs ｋτ0 ） （７） これはｐs （ｋτ0 ）が、ドップラー周波数＋ｆs に同
調したフィルタの離散的な時間の出力であることを意味
する。その結果得られる複素数の値を持つ離散的な時間
の順序は次の様に表わすことが出来る。
【０１７３】
【数８】 ｘs （ｋ）＝ｐs （ｋτ0 ）ｅｘｐ（−ｊ２πｆs ｋτ0 ） （８） 次の工程は、ｘs （ｋ）に作用してパルス圧縮を行なう
こと（即ち、整合フィルタ作用を行なうこと）である。
ｘs （ｋ）の信号成分をａ（ｋ）で表わす。
【０１７４】
【数９】 ａ（ｋ）＝ｘs （ｋ）の信号成分、 ｋ＝０，１，２，……，Ｎ−１ （９） これは、ａ（ｋ）が持続時間Ｎτ0 を持つことを云うも
のである。整合フィルタ過程は、ｘs （ｋ）をａ（ｋ）
の共役の時間反転と畳込み積分することからなる。その
結果パルス圧縮機から得られる出力をｙ（ｋ）と表わす
と、これは次の様になる。
【０１７５】
【数１０】 こゝでｑは加算の指数、ａ* はａの共役複素数である。
【０１７６】パルス圧縮器の出力ｙ（ｋ）は信号成分ｂ
（ｋ）と望ましくない雑音又は干渉成分とを含む。圧縮
パルスｂ（ｋ）を発生する１つの方法は、図４５ｂに示
すタップつき遅延線フィルタ又は横形フィルタ１５３０
を用いることである。信号を遅延線１５４０で遅延させ
る。重みａ0 * ，ａ1 * ，……ａN-1 * が、夫々加重素
子１５４６ａ，１５４６ｂ，１５４６ｃ……１５４６Ｎ
に関連する複素数の値であり、この為、図４５ｂの加重
素子１５４６ａを通過する信号の特定の値にａ0 * が乗
ぜられ、加重素子１６４６ｂを通過する信号にはａ1 *
が乗ぜられると云う様になる。この為、この過程は、多
数の複素数乗算及び複素数加算を行なう動作であって、
これによってデータ通路１５５２にｙ（ｋ）を発生す
る。
【０１７７】図４５ｂに示す次の過程は、距離サイドロ
ーブ抑圧の過程であり、これが図４５ｂの横形フィルタ
１５６０によって行なわれる。
【０１７８】ｙ（ｋ）の信号成分をｂ（ｋ）で表わすと
【０１７９】
【数１１】ｂ（ｋ）＝ｙ（ｋ）の信号成分 距離サイドローブ抑圧器１５６０を最適にするのは信号
成分ｂ（ｋ）に対してゞある。重み又は乗数ｆ（ｋ）
は、サイドローブ抑圧の特定の判断基準によって決定さ
れる。こう云う判断基準としては、（イ）最も大きいサ
イドローブの大きさを最小にすること、（ロ）積分して
自乗したサイドローブを最小にすること、並びに（ハ）
主ローブの左右の特定された距離区間に於けるサイドロ
ーブをゼロにすることが含まれる。
【０１８０】後に述べた２つの判断基準（ロ）及び
（ハ）が拡大クラッタの環境では特に適切である。更
に、これは気象作図機能と、マイクロバースト及び晴天
渦流の検出とに特に適切である。
【０１８１】式（１１）で表わされる信号成分ｂ（ｋ）
は、到来ドップラー周波数が特定のドップラー・フィル
タの設計ドップラーと正確に符合すれば実数である。こ
れは、複素数指数関数の乗算器を持つミキサーが、今の
処理にとって問題にならない初期位相を除いて、残留ド
ップラー移相を除去するからである。信号のドップラー
位相が、それが通過するフィルタ・バンクの特定のドッ
プラー・フィルタと正確に符合しない場合、ｂ（ｋ）は
複素数になり、このドップラー・チャンネルに対するサ
イドローブ抑圧は、フィルタ及び信号が符合した場合
程、完全にはならない。然し、距離サイドローブ抑圧の
劣化は比較的小さい。これは、ドップラー・フィルタの
間の周波数の隔たりが小さく、ドップラー・フィルタ・
バンクに対する任意の入力が、フィルタの内の１つと殆
んど符合するからである。
【０１８２】積分して自乗したサイドローブを最小にす
ると云う判断基準を用いてサイドローブ抑圧器の重みを
選択することは、ＩＥＥＥトランザクションズ・ジオサ
イアンス・エレクトロニクス誌ＧＥ−４号第２５頁乃至
第３８頁（１９６６年６月号）所載のＳ．トライテル他
の論文「高分解能ディジタル・フィルタの設計」に記載
された原理に基づいていて、サイドローブ抑圧フィルタ
の係数又は重みを決定する公式を使う。
【０１８３】下記の様に定義する。
【０１８４】ｆ（ｋ）＝サイドローブ抑圧フィルタのタ
ップの重みで、ｋ＝０，１……Ｍ−１、ｂ（ｋ）＝サイ
ドローブ抑圧フィルタに対する雑音のないパルス圧縮さ
れた入力信号順序で、ｋ＝０，１……Ｎ1 −１，ｄ
（ｋ）＝サイドローブ抑圧フィルタからの所望の出力順
序、ｋ＝０，１……Ｍ＋Ｎ1 −２とする。量ｒ（ｋ−
ｓ）は次の様に計算される。
【０１８５】
【数１２】 こゝでＭはサイドローブ抑圧フィルタにあるタップの
数、Ｎ1 は整合フィルタからの出力順序の長さであり、
Ｎ1 ＝２Ｎである。
【０１８６】量ｇ（ｋ）を次の様に計算する。
【０１８７】
【数１３】 ベクトルｆ及びｇを次の様に定義する。
【０１８８】
【数１４】 ｆT ＝［ｆ（０），ｆ（１），…，ｆ（Ｍ−１）］ （１４）
【０１８９】
【数１５】 ｇT ＝［ｇ（０），ｇ（１），…，ｇ（Ｍ−１）］ （１５） Ｍ×ＭマトリクスＲを次の様に定義する。
【０１９０】
【数１６】 重みベクトルｆに対する解は次の様になる。
【０１９１】
【数１７】 ｆ＝Ｒ-1 ｇ （１７） 上に述べた定義により、量を複素数にすることが出来
る。然し、サイドローブ抑圧器をゼロ・ドップラーの場
合について設計する場合、全ての量は実数である。
【０１９２】未だ完全に定義していない１つの量は、所
望の出力順序ｄ（ｋ）である。距離サイドローブだけを
抑圧し、主距離ローブを抑圧しないことが希望であるか
ら、ｄ（ｋ）は、主ローブの持続時間にわたってｂ
（ｋ）と同じである。気象作図及び関連する機能では、
分解し得る容積内の全ての散乱因子又は標的がエコーに
寄与する様に、主ローブを保存することが望ましい。云
い換えれば、伝送の固有の分解能が保存され、それを更
に細かくする試みはしない。これは、信号対雑音比の損
失を小さくする傾向がある。
【０１９３】上に述べたことを念頭において、Ｍ＋Ｎ1
が偶数であると仮定し、順序ｄ（ｋ）を次の様に定義す
る。
【０１９４】
【数１８】 d(k)＝ｂ（ｋ），ｋ＝（Ｍ＋Ｎ1 −２）／２；±１，±２，…，±ｎ0 d(k)＝０，他の場合 （１８） Ｎ＋Ｎ1 が奇数であれば、この条件を変更するのは容易
である。数ｎ0 は、中心ピークの両側のｎ0 個の値が非
ゼロであることを示す。値２ｎ0 ＋１は、この順序にあ
る多数の点で測定された圧縮信号波形の主ローブの非ゼ
ロ範囲に等しい。
【０１９５】サイドローブの減少の為に考えられるもう
１つの判断基準は、主ローブを中心とした特定の距離
（即ち時間）区間をゼロにし、他の場所では距離サイド
ローブを特定しないまゝにすることである。ＭＩＴリン
カーン・ラボラトリイのテクニカルリポート誌２０９、
１９５９年８月２８日号所載のＥ．Ｌ．キー他の論文
「位相符号化パルス圧縮方式に於けるサイドローブ抑圧
方法」には、バーカー２相符号化順序の場合にこの様に
して特定の距離をゼロにすることが記載されている。
【０１９６】キー他の論文の場合よりも更に一般的にす
る為、所望の出力ｄ（ｋ）は、式（１８）の定義とは若
干違った定義にする。次の様に定める。
【０１９７】
【数１９】 ｄ（ｋ）は他の（Ｍ＋Ｎ1 ）個の値に対しては不特定に
し、そういう値に対しては自由に任せる。云い換えれ
ば、式（１８）で、所望の出力ｄ（ｋ）は、主ローブの
外側のどこでもゼロにする。式（１９）では、特定区間
の外側で出力がどうなっても構わない。
【０１９８】次に下記のマトリクス及びベクトルを定義
する。Ｍ×ＭマトリクスＢの要素Ｂ（ｉ，ｑ）が次の式
で表わされるとする。
【０１９９】
【数２０】 Ｂ：Ｂ（ｉ，ｑ）＝ｂ｛（Ｎ1 −１）／２＋ｉ−ｑ｝ （２０） Ｍ成分ベクトルｄのｋ番目の成分ｄ（ｋ）が式（１９）
で表わされるとする。
【０２００】サイドローブ抑圧フィルタのＭ個の重みを
定めるＭ成分ベクトルｆのｋ番目の成分がｆ（ｋ）であ
る。
【０２０１】この時、ｆ（ｋ）の解は、マトリクス方程
式の解である。
【０２０２】
【数２１】 ｆ＝Ｂ-1 ｄ （２１） 上に述べたことは、距離サイドローブが、主ローブの形
に関係する形及び構造を持つ必要がないと云う意味で、
一般的である。然し、前に述べた様に、ある場合には、
サイドローブが主ローブの変位して縮小した形であるこ
とがある。これは、各々の位相に於ける停留がチップ区
間を限定する多相順序及び２相順序の場合特にそうであ
る。こう云う場合、サイドローブ抑圧フィルタのタップ
並びに若干のパルス圧縮フィルタのタップは、距離標本
化期間τ0 程稠密な間隔にする必要がない。タップの間
隔は、サイドローブが主ローブの変位して振幅が縮小し
た形である時、「チップ」又はサブパルスの持続時間τ
に等しければよい。こう云う性質を持つ信号は、サブパ
ルス又は「チップ」で構成され、その各々は単純な単一
周波数のサブパルスである。サブパルスはその位相によ
って互いに識別される。この位相が位相順序パターン又
は法則に従って変化する。この様な波形では、整合フィ
ルタは図４６ａに示す形にすることが出来る。図４６ａ
で、図４５ｂと対応する素子は同じ参照数字で示してあ
る。
【０２０３】図４６ａで、パルス圧縮フィルタ１５３０
が、カスケード接続にした２つの別々の横形フィルタ部
分１５３０ａ，１５３０ｂで構成されることが判る。フ
ィルタ部分１５３０ａはサブパルスの形に釣合ってお
り、フィルタ部分１５３０ｂはサブパルス間のパターン
又はサブパルスの組の位相順序に釣合っている。サブパ
ルスに釣合ったフィルタ部分１５３０ａのタップの間の
間隔が距離標本化期間又は間隔τ0 である。パターンに
釣合ったフィルタ部分１５３０ｂのタップの間の間隔が
サブパルス間隔τであり、これは距離標本化間隔τ0 よ
り大きい。図４６ａの距離サイドローブ抑圧フィルタ１
５６０のタップ間隔もサブパルス間隔τに等しい。
【０２０４】図４６ａで、サブパルスに釣合ったフィル
タ部分１５３０ａに関連するタップの数はＮ2 、即ち
（Ｎ2 −１）にタップ番号０を加えたものであり、こう
云うタップは時間的に距離標本化間隔τ0 だけ隔たって
いる。同様に、パターンに釣合ったフィルタ部分１５３
０ｂはＮ3 個のタップを持ち、それらがサブパルス間隔
τだけ隔たっている。τは、τ0 の整数倍である。図４
６ａのサイドローブ抑圧フィルタ１５６０はやはり間隔
がτであるＭ2 個のタップを持っている。
【０２０５】パルス圧縮フィルタ１５３０の出力が、信
号時間自己相関関数ｂ（ｔ）を時間的に標本化した形で
ある。即ち、信号成分は、圧縮されたパルスを時間的に
標本化したものである。この時間的に標本化した形は下
記の様に記す。
【０２０６】
【数２２】 ｂ（ｒτ0 ）；ｒ＝０，１，…，（２Ｎ3 −１）τ／τ0 （２２） ｂ（ｒτ0 ）の時間範囲が２Ｎ3 τである。これが距離
サイドローブ抑圧フィルタ１５６０に対する入力であ
る。
【０２０７】パターンに釣合わせたフィルタ１５３０ｂ
に関連する重み又は加重関数は、θn を送信波形の位相
変化のパターンとして、 cosθn のパターンの共役の時
間的な反転である。
【０２０８】大きなサイドローブ抑圧フィルタ１５６０
のタップの重みはｆ（ｋ）、ｋ＝０，１……Ｍ2 −１で
ある。距離サイドローブ抑圧器にあるタップの数である
Ｍ2 の値が、サイドローブ抑圧の規模と複雑さ（タップ
数Ｍ2 の値）の間の折合いによって左右される。
【０２０９】距離サイドローブ抑圧フィルタの重みの値
ｆ（ｋ）に対する設計方程式は、一般的な場合について
前に示したものと同様である。重みベクトルｆが下記の
様なＭ2 個の成分を持つとする。
【０２１０】
【数２３】 ｆ：［ｆ（０），ｆ（１），…，ｆ（Ｍ2 −１）］ （２３） 使おうとする特定の判断基準に依存するマトリクスＢ及
び所望の出力ベクトルｄを定義する。パターンを釣合わ
せたフィルタの係数は次の式で表わされる。
【０２１１】
【数２４】 ａ* （Ｎ3 −１−ｋ），ｋ＝０，１，２，…，Ｎ3 −１ （２４） 位相変化の実際のパターンは次の式で表わされる。
【０２１２】
【数２５】 ａ（ｋ），ｋ＝０，１，…，Ｎ3 −１ （２５） 圧縮された出力パターンは次の式で表わされる。
【０２１３】
【数２６】 サイドローブが主距離サイドローブの変位して縮小した
形である時、式（１７）及び（２１）に示される重みベ
クトルｆは同じであるが、その関係する量には若干異な
る解釈が与えられる。文字Ｍ2 を使って、多相又は２相
順序状態の場合のサイドローブ抑圧フィルタにあるタッ
プの数を表わす。所望の出力順序ｄ（ｋ）はやはりサイ
ドローブ抑圧に対する特定の判断基準によって決定され
る。トライテル他の論文で用いられている様な積分して
自乗したサイドローブを最小にすると云う判断基準の場
合、次の定義が用いられる。
【０２１４】ｆ（ｋ）＝サイドローブ抑圧フィルタのタ
ップ重み、 ｋ＝０，１，…，Ｍ2 −１； ｂ＝（ｋτ）＝ｂ（ｒｋτ0 ），ｋ＝０，１，…，２Ｎ
3 −１， ｂ（ｒτ0 ）の定義は前述の通り ｄ（ｋ）＝距離サイドローブ抑圧フィルタの所望の出力 ｋ＝０，１，…，２Ｎ3 ＋Ｍ2 −２ ＝ｂ（ｋτ），ｋ＝Ｍ2 ／２＋Ｎ3 −１ 又は ０，他の場合 ｂ（ｋτ）は単にチップ又はサブパルスの持続時間であ
るτの倍数の所で評価した圧縮パルスであることに注目
する。ｄ（ｋ）が距離サイドローブ抑圧フィルタの所望
の出力であるから、それはｆ（ｋ）及びｂ（ｋτ）の畳
込み積分である。従って、距離サイドローブ抑圧フィル
タにある素子の数は、ｆ（ｋ）及びｂ（ｋτ）にある素
子の数の和より１つ少ない。量ｒ（ｋ−ｓ）は次の様に
計算される。
【０２１５】
【数２７】 量ｇ（ｋ）は次の様に計算される。
【０２１６】
【数２８】 ベクトルｆ及びｇは次の様に定義される。
【０２１７】
【数２９】 ｆT ＝［ｆ（０），ｆ（１），…，ｆ（Ｍ2 −１）］ （２９）
【０２１８】
【数３０】 ｇT ＝［ｇ（０），ｇ（１），…，ｇ（Ｍ2 −１）］ （３０） Ｍ2 ×Ｍ2 マトリクスＲは次の様に定義する。
【０２１９】
【数３１】 キー他の論文で用いられている判断基準の場合、圧縮パ
ルスの主ローブの左右の特定された数の距離サイドロー
ブは完全にゼロに抑圧すべきである。その要素ｂ（ｉ，
ｑ）が次の式で表わされる様なＭ2 ×Ｍ2 マトリクスＢ
を定義する。
【０２２０】
【数３２】 Ｂ：Ｂ（ｉ，ｑ）＝ｂ（［Ｎ3 −１＋ｉ−ｑ］τ）； ｉ，ｑ＝０，１，…，Ｍ2 −１ （３２） ｋ＝０，１……Ｍ2 −１として、ｋ番目の成分が次の式
で表わされる様なＭ2 成分ベクトルｄを定義する。
【０２２１】
【数３３】 ｄ：ｄ（ｋ）＝０，ｋ≠（Ｍ2 −１）／２ ＝ｂ（［Ｎ3 ＋Ｍ2 ］τ／２），ｋ＝（Ｍ2 −１）／２ （３３）ｄ のＭ2 個の成分がｄ（０），ｄ（１），……ｄ（Ｍ2
−１）である。前と同じく、その成分が距離サイドロー
ブ抑圧フィルタに使おうとするタップの重みであるＭ2
成分重みベクトルｆを定義する。
【０２２２】
【数３４】 ｆ＝［ｆ（０），ｆ（１），…，ｆ（Ｍ2 −１）］ （３４） ｄ（ｋ）が距離サイドローブ抑圧フィルタの出力の他の
値に対しては不特定であって、そう云う値は自由のまゝ
であることに注意されたい。
【０２２３】こう云う定義を用いると、その成分がサイ
ドローブ抑圧器の乗算器の重みである様なＭ2 成分ベク
トルｆの解は次の式で表わされる。
【０２２４】
【数３５】 ｆ＝Ｂ-1 ｄ （３５） 従って、多相又は２相順序の選択により、タップの数を
減らすことにより、並びに／又は実施する動作の回数を
減らすことによって信号処理速度を速くすることによ
り、ハードウエアを減少することが出来る。
【０２２５】前に述べた様に、距離サイドローブ抑圧フ
ィルタのタップは、送信信号の波形が２相又は多相順序
である時、サブパルスの持続時間だけ隔たっている。特
定の種類の２相順序がバーカー順序及び擬似ランダム順
序である。擬似ランダム順序は、順序の長さを選ぶ際、
自由度が大きいが、順序の長さを長くするには、バーカ
ー順序を連結することが必要である場合が多い。バーカ
ー順序は、２，３，４，５，７，１１及び１３の長さに
制限されている。例として長さ６５の順序を得るには、
長さ１３の５つの順序を特定のパターンで連結すること
が出来る。サイドローブ構造は１個のバーカー順序程単
純ではないが、この発明では、連結したバーカー順序を
用いると、同じ様な長さを持つ擬似ランダム順序の様な
他の形の２相順序を用いた場合よりも、サイドローブを
一層よく抑圧することが出来ることが判った。即ち、サ
イドローブ抑圧フィルタの複雑さが所定の程度であれ
ば、連結したバーカー順序の方が、同じ長さを持つ擬似
ランダム順序よりも一層よくサイドローブを抑圧する。
【０２２６】図４６ａに示し且つ上に述べた様に、２相
及び多相順序に対するパルス圧縮は、１個のサブパルス
に釣合わせたフィルタと位相変化のパターンに釣合わせ
たフィルタとのカスケード接続と見なすことが出来る。
大抵の場合、１つのサブパルスの前後のドップラー移相
は非常に小さく、無視し得る。こう云う場合、図４６ｂ
に示した様に、ドップラー・フィルタ・バンクの前に、
サブパルスに釣合わせたフィルタを配置することが出来
る。即ち、１つのサブパルス釣合わせフィルタが全ての
ドップラー周波数偏移を相手とする。１つのサブパルス
釣合わせフィルタしか必要としないから、それはアナロ
グ・フィルタとして、受信機のアナログ部分を含めて、
ドップラー・フィルタ・バンクの前のどこに配置しても
よい。アナログ・フィルタとして、それは表面音響波
（ＳＡＷ）装置を含めていろいろな形をとることが出来
る。
【０２２７】パルス圧縮及び距離サイドローブ抑圧の方
法を、この発明の実施例では横形フィルタの形で時間領
域フィルタによって行なわれる場合を例示した。時間領
域の代りに周波数領域で作用させることにより、同じタ
スクを周波数領域で達成することが出来る。この為に
は、時間領域フィルタのインパルス応答をフーリエ変換
し、こうして得られた複素数周波数成分をフィルタ作用
にかける量の周波数成分に乗ずる複素数乗数として使
い、その後、積を逆変換して時間領域に戻す。フィルタ
作用にかけるべき量の周波数成分は、こう云う量の離散
的な時間のフーリエ変換によって求められる。この様な
離散的な時間のフーリエ変換は、離散的なフーリエ変換
（ＤＦＴ）アルゴリズムによって行なうことが出来る。
時間領域への逆変換は逆ＤＦＴによって行なわれる。
【０２２８】当業者には、この発明のこの他の実施例が
容易に考えられよう。特に、アンテナ・アレーの横方向
は１５°以外の迎角に傾斜させることが出来る。図２−
３では、１個の内側アンテナ２８が夫々ＴＲモジュール
２６を付設してある場合を示したが、１つは中心給電部
から、送信モードで送信された信号を表わす信号並びに
場合によっては受信モードの局部発信信号を受取り、も
う１つは受信信号又は周波数変換した受信信号を受信モ
ードで中心給電部に結合する２つの内側アンテナを用い
てもよい。図２−３ではアンテナ・アレー１８が平面状
であるとして示されているが、内面３４が弯曲してい
て、その曲率半径の中心を中心給電部３０に置き、内側
アンテナ・エレメント２８が受信した信号の位相を釣合
わせることが出来る。中心給電ホーン３２は、所望の放
射パターンを発生する任意のアンテナ・エレメント又は
アレーに置換えることが出来る。図２−３のエレメント
としてのアンテナ２２，２８は、直線偏光でも楕円偏光
でも円偏光でも、或いは偏光が制御自在である様にして
も、適切にすることが出来る。
【０２２９】各々のアレー・アンテナに対する空間給電
部を説明したが、当業者であれば、スコルニク編集の
「レーダ・ハンドブック」第２版の第１８頁乃至第１９
頁並びにシャーマンの著書「単独パルス原理及び方式」
に記載されている様に、単一平面走査（単軸）又は直交
する２つの平面（２軸）の走査に対して、拘束形又は
「集合形」給電部も同じ様に使うことが出来る。この発
明に単独パルス方式を使う場合、当業者であれば、角度
の正確で適時の推定値を得る為に、受信機の和及び差チ
ャンネルを各々の軸に対して設けなければならないこと
を承知していよう。
【０２３０】ビームの方向は、方位角φ及び迎角θで処
理される場合を説明したが、照準線からの半径方向の角
度、並びに照準線の周りの時計廻りの位置、例えば、照
準線から５°離れて３時（垂直から９０°）と云う様
に、各々のアンテナ面を制御することが可能である。
【０２３１】前に説明した様に、レーダ装置は、予定の
場所を逐次的に切換えることにより、又はビームをアク
セスすることにより、容積を「走査」する。原理的に
は、ビームが所望の位置を連続的に走査しても同じ結果
を達成することが出来る。
【０２３２】異なる近似によって、当業者にはこの他の
変形が考えられよう。例えば、走査損失は式（２）以外
の式により、又は式（２）の乗数並びに／又は指数を別
のものにすることによって推定することが出来る。これ
は取分け、横方向からずれた角度でまとめられるパルス
の数を変えることになる。
【０２３３】上に述べた機能を達成する為に種々の技術
を用いることが出来る。例えば、図１の２６に示す様な
送受信モジュールに使うには、コスト及び装置毎の反復
性の点で、モノリシックマイクロ波集積回路（ＭＭＩ
Ｃ）がハイブリット又は離散的な回路よりも好ましいこ
とがあるが、利得又は帯域幅の様なある特定のパラメー
タを最大にしようとする場合、離散的な又はハイブリッ
ト回路の方が好ましいことがある。同様に、１個のレー
ダ装置内でアナログ及びディジタルの両方の信号処理を
使うことが出来る。技術の進歩により、ディジタル処理
がアナログ処理にとって代っているが、その兼合いによ
り、その時々によって、アナログとディジタルの分け方
を変えた方がよいことがある。ディジタル信号処理の範
囲内では、専用のハードウエア又は汎用のソフトウエア
制御の処理を使うことが出来、ソフトウエア制御がハー
ドウエアより優位を得つゝある様に見える。
【０２３４】「パルス」の送信及び受信を説明したが、
当業者であれば、パルスは何れも、位相（２相を含む）
変調、周波数変調、周波数跳躍変調等種々の形で符号化
された連続したサブパルスを含んでいてよいことが理解
されよう。
【図面の簡単な説明】
【図１】位相調整アレー・アンテナを支持する様にした
シェルタ又は建物の斜視図。
【図２】図１の給電点と１つのアレーの間のエネルギ分
配を設定する方法を示すと共に、アレーの若干の細部を
示す簡単にした機能的なブロック図。
【図３】図２の構成に使うことの出来る送受信（ＴＲ）
モジュールの簡単にした機能的なブロック図で図２及び
図３を合せて図２−３と呼ぶ。
【図４】この発明によるレーダ装置の簡略ブロック図。
【図５】ＰＲＩ及びビーム多重化制御を実施する図４の
一部分の回路図。
【図６】軸外ビームのまとめ制御を行なう図４の一部分
の簡略ブロック図。
【図７】図６の構成の動作を示す簡単なフローチャート
で、図４、図５、図６及び図７を合せて図４−７と呼
ぶ。
【図８】図２−３のアレー・アンテナの開口を薄くこと
を示す図。
【図９】図２−３のアレー・アンテナの開口を薄くこと
を示す図。
【図１０】図２−３のアレー・アンテナの開口を薄くこ
とを示す図。
【図１１】図２−３のアレー・アンテナの開口を薄くこ
とを示す図。
【図１２】図１２ａは基準としてのポピュレーションが
一杯の一様に照射された開口の迎角放射パターンを示す
図。図１２ｂはアレーのエレメントに一様な電力を印加
した時の図４の薄くした開口の迎角放射パターンを示す
図。
【図１３】図１３ａ及び１４は併せて図８−１１の薄く
したアレーによって１つの八分儀内に発生される全ての
ビームを示す図。図１３ｂはその詳細図で、図１３ａ、
１３ｂ及び１４を併せて図１３−１４と称する。
【図１４】図１４は、図１３ａと併せて図８−１１の薄
くしたアレーによって１つの八分儀内に発生される全て
のビームを示す図。
【図１５】図８−１１のアンテナによって逐次的に発生
される幾つかのペンシル形ビームの迎角放射パターンを
重畳した形で示す図で、特定の高度及び距離までの完全
な有効範囲がどの様に得られるかを示す。
【図１６】図１３ａ及び図１４のビームの迎角を表わし
たもので、直線距離有効範囲を示す。
【図１７】図１３ａ及び図１４のビームの迎角を表わし
たもので、直線距離有効範囲を示す。
【図１８】時間線を示す図。
【図１９】角度の関数として１実施例のレーダのパラメ
ータを求めた図表。
【図２０】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図２１】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図２２】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図２３】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図２４】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図２５】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図２６】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図２７】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図２８】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図２９】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図３０】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図３１】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図３２】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図３３】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図３４】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図３５】図１３−１４のビーム構造の各々の迎角に対
し、方位角の関数としてビーム当たりのパルス数、並び
にビーム当たりの経過時間を示す図表。
【図３６】部分的なフローチャートで、これらの図を合
せたものがこの発明のレーダを制御する論理を表わす。
【図３７】部分的なフローチャートで、これらの図を合
せたものがこの発明のレーダを制御する論理を表わす。
【図３８】部分的なフローチャートで、これらの図を合
せたものがこの発明のレーダを制御する論理を表わす。
【図３９】部分的なフローチャートで、これらの図を合
せたものがこの発明のレーダを制御する論理を表わす。
【図４０】部分的なフローチャートで、これらの図を合
せたものがこの発明のレーダを制御する論理を表わす。
【図４１】部分的なフローチャートで、これらの図を合
せたものがこの発明のレーダを制御する論理を表わす。
【図４２】部分的なフローチャートで、これらの図を合
せたものがこの発明のレーダを制御する論理を表わす。
【図４３】パルス圧縮、距離サイドローブの減少及びド
ップラー・フィルタ作用を行なう従来のプロセッサを示
す簡略ブロック図。
【図４４】図４４ａは、この発明の１実施例の対応する
プロセッサの簡略ブロック図。図４４ｂは図４４ａの構
成の一部分の簡略ブロック図。
【図４５】図４５ａは、図４４ａと同じ処理を行なう別
のプロセッサの簡略ブロック図。図４５ｂは、図４５ａ
の構成の一部分の簡略ブロック図。
【図４６】図４６ａは、図４５ｂの別の構成を示す図。
図４６ｂは、この発明の別の実施例の図。
【図４７】図４４ａ、４４ｂ及び４５、４６による処理
の効果を振幅−周波数表示で示すグラフ。
【符号の説明】
１８ アレー・アンテナ ２２ アンテナ・エレメント ３０ ＲＦ給電部 ５０ Ｔ／Ｒ多重化器 ５２ 受信機／アナログ信号プロセッサ ５４ 波形発生器 ５８ タイミング制御装置 ６２ ＡＤＣ／バッファ ６８ ディジタル信号プロセット ７２ 検出プロセッサ ７８ レーダ制御コンピュータ ８０ レーダ制御計画プログラム
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｇ０１Ｓ 13/44 8940−5Ｊ 13/91 Ｐ 7015−5Ｊ 13/95 7015−5Ｊ (72)発明者 ジョン・ジェームス・ガラガー アメリカ合衆国、ニュージャージ州、ター ナースビレ、ペンブルック・ドライブ、18 番 (72)発明者 マイケル・ストッカム・ペリー アメリカ合衆国、ニュージャージ州、ハッ ドンフィールド、ヒルサイド・レーン、 300番

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ある持続時間及びパルス繰返し周波数で
    エネルギ・パルスを発生し、 前記エネルギ・パルスをアンテナ・アレーに印加して、
    各々の反復的な容積走査の間、予定数の離散的な方位角
    及び迎角に向けてペンシル形ビームとして前記パルスを
    送信し、 前記パルスを発生する工程を制御して、反復的な第１及
    び第２の送信−受信期間の各々の間、１個のパルスを発
    生し、 前記ペンシル形ビームの方位角を更に制御して、前記第
    １の送信−受信期間の間は第１の方位角に前記ビームが
    差向けられると共に、前記第２の送信−受信期間の間
    は、前記第１の方位角とは異なる第２の方位角に差向け
    られる様にし、 前記第１及び第２の送信−受信期間の間、エコー信号を
    受信し、前記第１の送信−受信期間の間に受信したエコ
    ー信号を前記第２の送信−受信期間の間に受信したエコ
    ー信号から分離する工程を含む標的をレーダによって検
    出する方法に於て、更に、 前記パルスを発生する工程で、前記ビームの迎角に応答
    する形でパルス繰返し周波数を制御する工程、 前記パルスを発生する工程で、少なくとも前記迎角に応
    答して前記持続時間を制御する工程、及び 前記パルスを発生する工程で、前記方位角に応答して、
    各々の容積走査の間、前記離散的なビーム角の各々で発
    生されるパルスの数を制御する工程と云う別の３つの工
    程の内の少なくとも２つの工程を含むことを特徴とする
    方法。
  2. 【請求項２】 前記エネルギ・パルスをアンテナ・アレ
    ーに印加する工程が、前記アレーにわたる振幅分布を先
    細りにして、アレーの中心近くに一層大きな振幅を作る
    と共に、アレーの縁の近くに一層小さい振幅を発生する
    工程を含む請求項１記載の方法。
  3. 【請求項３】 前記先細りにする工程が、全面的に増幅
    器のポピュレーションを持たない開口からエネルギを放
    射する工程を含み、放射エレメントの密度が前記アレー
    の中心近くで最大で、アレーの縁の近くで最小である様
    にすることを含む請求項２記載の方法。
  4. 【請求項４】 先細りにする工程が、前記増幅器からの
    パルスを減衰なしに関連する放射エレメントに伝える工
    程を含む請求項３記載の方法。
  5. 【請求項５】 パルス繰返し周波数を制御する工程が、 前記離散的な迎角の内の１番目では、パルス繰返し周波
    数を特定の第１の値に制御し、 前記１番目の離散的な迎角に隣接する２番目の離散的な
    迎角では、パルス繰返し周波数を前記第１の値とは異な
    る特定の第２の値に制御する工程を含む請求項１記載の
    方法。
  6. 【請求項６】 パルス繰返し周波数の第２の値が第１の
    値より高く、２番目の迎角が１番目の迎角より大きい請
    求項５記載の方法。
  7. 【請求項７】 持続時間及びＰＲＦ制御信号に応答して
    制御し得るパルス持続時間及びパルス繰返し周波数（Ｐ
    ＲＦ）を持つエネルギ・パルスを発生する制御可能なパ
    ルス発生手段と、 該パルス発生手段に結合されていて、方位及び迎角制御
    信号の制御のもとに予定数の離散的な方位角及び迎角に
    向けたペンシル形ビームとして前記パルスを送信する制
    御可能なアンテナ・アレーと、 該アンテナ・アレーに結合されていて、各々の反復的な
    容積走査期間の間、前記ビームを複数個の離散的な位置
    に相次いで位置ぎめする方位及び迎角制御信号を発生す
    るアンテナ・ビーム方向制御手段とを有するレーダ装置
    に於て、 前記アンテナ・ビーム方向制御手段及び前記パルス発生
    手段に結合されていて、前記迎角制御信号に応答してＰ
    ＲＦを定めるＰＲＦ−迎角制御手段と、 前記アンテナ・ビーム方向制御手段及びパルス発生手段
    に結合されていて、迎角制御信号に応答してパルス持続
    時間を定めるパルス−持続時間制御手段と、 前記アンテナ・ビーム方向制御手段及び前記パルス発生
    手段に結合されていて、前記方位制御信号に応答して、
    各々の容積走査期間の間、各々の離散的な方位角で発生
    されるエネルギ・パルスの数を制御するパルスまとめ制
    御手段との内の２つを有することを特徴とするレーダ装
    置。
JP4119564A 1991-04-16 1992-04-14 標的をレーダによって検出する方法とレーダ装置 Withdrawn JPH05188144A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/685,791 US5128683A (en) 1991-04-16 1991-04-16 Radar system with active array antenna, elevation-responsive PRF control, and beam multiplex control
US685,791 1991-04-16

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH05188144A true JPH05188144A (ja) 1993-07-30

Family

ID=24753688

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP4119564A Withdrawn JPH05188144A (ja) 1991-04-16 1992-04-14 標的をレーダによって検出する方法とレーダ装置

Country Status (3)

Country Link
US (1) US5128683A (ja)
EP (1) EP0509843A3 (ja)
JP (1) JPH05188144A (ja)

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0755915A (ja) * 1993-08-20 1995-03-03 Nec Corp アクティブフェーズドアレイレーダ
JP2006184277A (ja) * 2004-11-24 2006-07-13 Agilent Technol Inc プログラム可能な透過アレイを使用するマイクロ波撮像システム及び方法
JP2008542768A (ja) * 2005-06-09 2008-11-27 マクドナルド，デットワイラー アンド アソシエイツ リミテッド 軽量の空間給電型能動フェーズドアレイアンテナシステム
JP2009258133A (ja) * 2009-08-10 2009-11-05 Toyota Motor Corp パルスレーダ装置
JP2010256333A (ja) * 2009-04-02 2010-11-11 Toshiba Corp 気象レーダ装置及び気象観測方法
CN102590806A (zh) * 2010-12-13 2012-07-18 索尼公司 有源雷达系统和方法
JP2014228515A (ja) * 2013-05-27 2014-12-08 三菱電機株式会社 レーダ装置
CN105158736A (zh) * 2015-06-03 2015-12-16 中国电子科技集团公司第二十八研究所 一种mimo雷达发射方向图与波形设计方法
WO2017199414A1 (ja) * 2016-05-20 2017-11-23 三菱電機株式会社 気象レーダ装置
CN109799486A (zh) * 2019-01-09 2019-05-24 西安科技大学 一种自适应和差波束形成方法
JP2020148660A (ja) * 2019-03-14 2020-09-17 三菱電機株式会社 レーダ装置

Families Citing this family (71)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2690010B1 (fr) * 1992-04-09 1994-05-27 Europ Agence Spatiale Procede de commande d'une antenne a balayage.
US5333001A (en) * 1993-05-18 1994-07-26 Martin Marietta Corporation Multifrequency antenna array
US5414428A (en) * 1993-08-06 1995-05-09 Martin Marietta Corp. Radar system with pulse compression and range sidelobe suppression preceding doppler filtering
EP0700116A3 (en) * 1994-08-29 1998-01-07 Atr Optical And Radio Communications Research Laboratories Apparatus and method for controlling array antenna comprising a plurality of antenna elements with improved incoming beam tracking
GB9508973D0 (en) * 1995-05-03 1996-04-24 British Aerospace Tactical ballistic missile early warning radar and defence system
US5731784A (en) * 1996-07-18 1998-03-24 Northrop Grumman Corporation Adaptive pulse shaping implementation and method for control of solid state transmitter spectrum and time sidelobes
DE59712923D1 (de) * 1996-10-16 2008-04-17 Edgar Grassmann Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung einfallender Empfangsleistung oder -energie wenigstens eines Signales
US5894291A (en) * 1996-12-05 1999-04-13 Lucent Technologies, Inc. System and method for dynamically counteracting sway in active antenna towers
FR2778466B1 (fr) * 1998-05-05 2000-08-04 Thomson Csf Radar a balayage entrelace et traitement adaptatif
US6211810B1 (en) 1998-10-30 2001-04-03 Raytheon Company Adaptive dwell timing for radar tracking
US7233627B2 (en) * 2000-02-23 2007-06-19 Ipr Licensing, Inc. Method for searching pilot signals to synchronize a CDMA receiver with an associated transmitter
FR2844639A1 (fr) * 2002-09-13 2004-03-19 Amp C3C Structure support d'antenne pour la protection contre les ondes electromagnetiques exterieures
US6894634B2 (en) * 2002-11-18 2005-05-17 Lockheed Martin Corporation System and method for detecting emitter signals
US6873284B2 (en) * 2002-11-18 2005-03-29 Lockheed Martin Corporation System and method for non-maximum dwell duration selection for use in detecting emitter signals
US6894635B2 (en) * 2002-11-18 2005-05-17 Lockheed Martin Corporation System and method for correction of discontinuities in an antenna model
US6982670B2 (en) * 2003-06-04 2006-01-03 Farrokh Mohamadi Phase management for beam-forming applications
US7042388B2 (en) * 2003-07-15 2006-05-09 Farrokh Mohamadi Beacon-on-demand radar transponder
US7046190B2 (en) 2003-07-25 2006-05-16 Raytheon Company Process for phase-derived range measurements
US7702291B2 (en) * 2003-09-15 2010-04-20 Broadcom Corporation Radar detection from pulse record with interference
US7701382B2 (en) * 2003-09-15 2010-04-20 Broadcom Corporation Radar detection circuit for a WLAN transceiver
US6977610B2 (en) 2003-10-10 2005-12-20 Raytheon Company Multiple radar combining for increased range, radar sensitivity and angle accuracy
US7038615B2 (en) * 2003-10-10 2006-05-02 Raytheon Company Efficient technique for estimating elevation angle when using a broad beam for search in a radar
US7450068B2 (en) * 2006-11-20 2008-11-11 The Boeing Company Phased array antenna beam tracking with difference patterns
JP2009031165A (ja) * 2007-07-27 2009-02-12 Toyota Motor Corp パルスレーダ装置
US8965276B2 (en) * 2007-08-31 2015-02-24 Allen-Vanguard Corporation Radio antenna assembly and apparatus for controlling transmission and reception of RF signals
FR2929414A1 (fr) * 2008-04-01 2009-10-02 Thales Sa Procede de detection avec un radar d'une cible connue susceptible d'etre sensiblement disposee a une hauteur donnee, a proximite d'autres cibles disposees sensiblement a la meme hauteur
US8208858B2 (en) 2008-07-30 2012-06-26 Kan Ling Capital, L.L.C. Polyphase sequences for wireless communications
US7667638B1 (en) * 2009-02-26 2010-02-23 Northrop Grumman Systems Corporation Detection and resolution of closely spaced targets in a monopulse system
US7965226B2 (en) * 2009-03-31 2011-06-21 Raytheon Company Agile beam pulse to pulse interleaved radar modes
US8436766B1 (en) 2009-11-06 2013-05-07 Technology Service Corporation Systems and methods for suppressing radar sidelobes using time and spectral control
US8928524B1 (en) 2009-11-06 2015-01-06 Technology Service Corporation Method and system for enhancing data rates
US8259006B2 (en) * 2010-03-02 2012-09-04 Src Inc. Interleaved beam coherent radar apparatus and processing method
US8730088B2 (en) * 2010-08-09 2014-05-20 Raytheon Bbn Technologies Corp. Radar coherent processing interval scheduling via ad hoc network
US20120294338A1 (en) 2011-05-18 2012-11-22 Jing-Hong Conan Zhan Phase-arrayed transceiver
US8970427B2 (en) 2011-05-18 2015-03-03 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Phase-arrayed device and method for calibrating the phase-arrayed device
US9297896B1 (en) * 2011-05-24 2016-03-29 Garmin International, Inc. Electronically steered weather radar
CA2849753A1 (en) * 2011-09-23 2013-03-28 Donald Ronning Method and system for detecting animals in three dimensional space and for inducing an avoidance response in an animal
JP6190140B2 (ja) * 2012-06-21 2017-08-30 古野電気株式会社 物標探知装置および物標探知方法
EP2962123A4 (en) * 2013-02-26 2016-10-19 Teledyne Tech Inc DEVICE AND METHOD FOR SUPPORTING VERTICALLY STARTED VEHICLES
US9726818B1 (en) * 2013-05-30 2017-08-08 Hrl Laboratories, Llc Multi-wavelength band optical phase and amplitude controller
US9739873B2 (en) * 2014-08-19 2017-08-22 Navico Holding As Range sidelobe suppression
US20170201303A9 (en) * 2014-12-30 2017-07-13 Electronics And Telecommunications Research Institute Control device for multiplexing antenna and beam forming device including the same
US9825360B2 (en) * 2015-01-19 2017-11-21 Raytheon Company Side lobe modulation system and related techniques
US9891310B2 (en) * 2015-04-02 2018-02-13 Raytheon Company Sequential multi-beam radar for maximum likelihood tracking and fence search
JP6495771B2 (ja) * 2015-07-10 2019-04-03 株式会社東芝 気象レーダ装置、並びに、気象レーダ装置の制御装置、制御方法、及び制御プログラム
US10321672B2 (en) 2015-10-07 2019-06-18 Lite Enterprises Inc. Wildlife deterrence using mono-colored light to induce neurophysical behavioral responses in animals
SE541162C2 (en) * 2015-10-20 2019-04-23 Qamcom Tech Ab Radar system with auxiliary channel and method
US10620307B2 (en) * 2015-11-04 2020-04-14 University Of Hawaii Systems and methods for detection of occupancy using radio waves
US10254396B2 (en) * 2016-01-20 2019-04-09 The Boeing Company Due regard radar system
US10359510B2 (en) * 2016-01-26 2019-07-23 Information Systems Laboratories, Inc. Two-channel array for moving target indications
US10261179B2 (en) 2016-04-07 2019-04-16 Uhnder, Inc. Software defined automotive radar
US9846228B2 (en) 2016-04-07 2017-12-19 Uhnder, Inc. Software defined automotive radar systems
CN109073741B (zh) 2016-04-25 2019-07-02 乌恩德股份有限公司 用于车辆的雷达感测系统及缓解其干扰的方法
US9753121B1 (en) * 2016-06-20 2017-09-05 Uhnder, Inc. Power control for improved near-far performance of radar systems
US10705202B2 (en) * 2017-01-19 2020-07-07 GM Global Technology Operations LLC Iterative approach to achieve angular ambiguity resolution
US10908272B2 (en) 2017-02-10 2021-02-02 Uhnder, Inc. Reduced complexity FFT-based correlation for automotive radar
US11454697B2 (en) 2017-02-10 2022-09-27 Uhnder, Inc. Increasing performance of a receive pipeline of a radar with memory optimization
US10866306B2 (en) 2017-02-10 2020-12-15 Uhnder, Inc. Increasing performance of a receive pipeline of a radar with memory optimization
JP6829121B2 (ja) * 2017-03-22 2021-02-10 古野電気株式会社 レーダ制御装置及びレーダ送信電力制御方法
US11105890B2 (en) 2017-12-14 2021-08-31 Uhnder, Inc. Frequency modulated signal cancellation in variable power mode for radar applications
GB201800455D0 (en) * 2018-01-11 2018-02-28 Leonardo Mw Ltd Radar systems
US10573965B2 (en) 2018-05-14 2020-02-25 Viasat, Inc. Phased array antenna system
EP3799677A1 (en) 2018-06-27 2021-04-07 Viasat, Inc. Amplifier with integrated gain slope equalizer
CN109212487B (zh) * 2018-09-27 2023-03-24 芜湖博高光电科技股份有限公司 一种双频段一体的tr组件
US11271301B2 (en) 2019-05-31 2022-03-08 International Business Machines Corporation Coordinated waveform generation, control, and associated beam steering
US11630203B2 (en) 2019-06-25 2023-04-18 Raytheon Company Ground station sensing of weather around an aircraft
US10973062B2 (en) 2019-08-26 2021-04-06 International Business Machines Corporation Method for extracting environment information leveraging directional communication
WO2021144711A2 (en) 2020-01-13 2021-07-22 Uhnder, Inc. Method and system for intefrence management for digital radars
US11754706B2 (en) * 2020-09-17 2023-09-12 Rockwell Collins, Inc. Agile antenna taper based on weather radar feedback
CN113314843B (zh) * 2021-05-11 2022-06-10 西安电子科技大学 适用于共形天线阵的抑制副瓣方法
CN116698049B (zh) * 2023-08-08 2023-11-07 南京航空航天大学 一种空间非合作目标无源探测初始定轨段的机动检测方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3833904A (en) * 1973-02-05 1974-09-03 Hughes Aircraft Co Airborne switched array radar system
US4053884A (en) * 1976-03-26 1977-10-11 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy High prf unambiguous range radar
US4954830A (en) * 1979-09-14 1990-09-04 Hughes Aircraft Company Range resolving method
US4635064A (en) * 1985-04-04 1987-01-06 Sundstrand Data Control, Inc. Microwave landing system
JPH01153989A (ja) * 1987-12-11 1989-06-16 Nec Corp フェーズドアレイレーダ装置
US4951059A (en) * 1988-11-02 1990-08-21 Westinghouse Electric Corp. Dual stacked beam radar
US4901032A (en) * 1988-12-01 1990-02-13 General Electric Company Digitally controlled variable power amplifier
US4983982A (en) * 1989-10-16 1991-01-08 Raytheon Company Space fed phased array antenna with dual phase shifter

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0755915A (ja) * 1993-08-20 1995-03-03 Nec Corp アクティブフェーズドアレイレーダ
JP2006184277A (ja) * 2004-11-24 2006-07-13 Agilent Technol Inc プログラム可能な透過アレイを使用するマイクロ波撮像システム及び方法
JP2008542768A (ja) * 2005-06-09 2008-11-27 マクドナルド，デットワイラー アンド アソシエイツ リミテッド 軽量の空間給電型能動フェーズドアレイアンテナシステム
JP2010256333A (ja) * 2009-04-02 2010-11-11 Toshiba Corp 気象レーダ装置及び気象観測方法
JP2009258133A (ja) * 2009-08-10 2009-11-05 Toyota Motor Corp パルスレーダ装置
CN102590806A (zh) * 2010-12-13 2012-07-18 索尼公司 有源雷达系统和方法
JP2014228515A (ja) * 2013-05-27 2014-12-08 三菱電機株式会社 レーダ装置
CN105158736A (zh) * 2015-06-03 2015-12-16 中国电子科技集团公司第二十八研究所 一种mimo雷达发射方向图与波形设计方法
WO2017199414A1 (ja) * 2016-05-20 2017-11-23 三菱電機株式会社 気象レーダ装置
JP6266188B1 (ja) * 2016-05-20 2018-01-24 三菱電機株式会社 気象レーダ装置
CN109799486A (zh) * 2019-01-09 2019-05-24 西安科技大学 一种自适应和差波束形成方法
CN109799486B (zh) * 2019-01-09 2022-12-13 西安科技大学 一种自适应和差波束形成方法
JP2020148660A (ja) * 2019-03-14 2020-09-17 三菱電機株式会社 レーダ装置

Also Published As

Publication number Publication date
EP0509843A2 (en) 1992-10-21
US5128683A (en) 1992-07-07
EP0509843A3 (en) 1993-05-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JPH05188144A (ja) 標的をレーダによって検出する方法とレーダ装置
US5173706A (en) Radar processor with range sidelobe reduction following doppler filtering
US5103233A (en) Radar system with elevation-responsive PRF control, beam multiplex control, and pulse integration control responsive to azimuth angle
US5115243A (en) Radar system with active array antenna, beam multiplex control and pulse integration control responsive to azimuth angle
US5115244A (en) Radar system with active array antenna, elevation-responsive PRF control, and pulse integration control responsive to azimuth angle
JPH05150040A (ja) ドツプラー・レーダ装置と標的をレーダによつて検出する方法
EP3589970B1 (en) Method and system for obtaining an adaptive angle-doppler ambiguity function in mimo radars
US8259006B2 (en) Interleaved beam coherent radar apparatus and processing method
Brown et al. STAP for clutter suppression with sum and difference beams
CN103210319B (zh) 雷达系统
US3858208A (en) Automatic prf selection to optimize range and doppler visibility in radar tracking
US7579988B2 (en) Method, device and system for determining direction of arrival of signal
EP3021136B1 (en) Weather information processing device, weather radar system, and weather information processing method
US7737879B2 (en) Split aperture array for increased short range target coverage
US5760734A (en) Radar clutter removal by matrix processing
US5748143A (en) Adaptive post-doppler sequential beam processor
EP0780700A2 (en) Method and apparatus for operating a surface detection surveillance radar using frequency agile pulse transmissions
JPS5812557B2 (ja) 機上ｍｔｉレ−ダ装置における自動目標捕捉方法
US5907302A (en) Adaptive elevational scan processor statement of government interest
CN108469607A (zh) 基于频率扫描天线的无人机探测雷达测角方法
CN1327241C (zh) 自适应地面杂波消除
US5093662A (en) Low altitude wind shear detection with airport surveillance radars
EP2153244B1 (en) Tracking waveform selection for multifunction radar
Alter et al. Ubiquitous radar: an implementation concept
RU54679U1 (ru) Радиолокационная станция

Legal Events

Date Code Title Description
A300 Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300

Effective date: 19990706